第 1 章  緒   論

1.1  課題背景及研究目的和意義
過去十年來，電力電子在分布式能源、儲能系統(tǒng)、交通系統(tǒng)以及微電網(wǎng)中的應(yīng)用越來越廣泛，以電力電子功率變換器為基礎(chǔ)的系統(tǒng)大有取代傳統(tǒng)的機(jī)械、液壓系統(tǒng)之勢，這是因為電力電子設(shè)備可以以更小的體積、重量以及維護(hù)操作成本保證更高的效率、安全性以及可靠性[1]。但是這些設(shè)備在工作的同時往往要產(chǎn)生一些有用或者無用的電磁能量，這些能量如果影響到其他設(shè)備的正常工作，或者其他設(shè)備發(fā)出的能量影響到某個我們使用的設(shè)備的正常工作，就形成了電磁干擾[2]。為了營造一個良好的電磁環(huán)境，減少各種設(shè)備間的相互干擾和電磁污染，有關(guān)國際組織和許多國家對電子、電氣產(chǎn)品規(guī)定了相應(yīng)的電磁兼容質(zhì)量標(biāo)準(zhǔn)，具有權(quán)威性和廣泛影響的是 CISPR、IEC、CENELEC、MIL、FCC、GB 等標(biāo)準(zhǔn)[3]。為了使產(chǎn)品能夠進(jìn)入當(dāng)?shù)厥袌觯瑒t必須滿足當(dāng)?shù)厥袌龅南嚓P(guān)標(biāo)準(zhǔn)要求，因此對電力電子設(shè)備的電磁兼容研究是十分必要的。 現(xiàn)代電力電子變換技術(shù)，對電能有著靈活多變的變換形式。無論何種形式的變換，為了追求良好的電源裝置整機(jī)效率以及小型化，裝置中的功率半導(dǎo)體器件通常工作在開關(guān)狀態(tài)，其開關(guān)頻率從幾十 Hz 到幾 MHz 不等，同時器件兩端電壓、電流的擺幅也很大，從幾十 V 到幾十 kV 不等[4-6]。由功率半導(dǎo)體器件的開通和關(guān)斷形成的電壓、電流波形，其前后沿具有較高的 dv/dt和 di/dt 變化率。同時由于電路寄生參數(shù)的效應(yīng)，其上會附有強(qiáng)度較大的電壓、電流毛刺。這些電壓脈沖序列和電流脈沖序列形成了很強(qiáng)的噪聲干擾源，會形成不同類型的電磁干擾[7]。隨著碳化硅（SiC）、氮化鎵（GaN）這類快速開關(guān)半導(dǎo)體器件的出現(xiàn)，電源裝置在向著高開關(guān)頻率、高效率、高功率密度的技術(shù)方向發(fā)展的同時也給電磁兼容的設(shè)計帶來了更大的挑戰(zhàn)[8]。 分布式能源、儲能系統(tǒng)、微電網(wǎng)系統(tǒng)以及通信電源系統(tǒng)都是由多個電源模塊級聯(lián)而成，這種電源模塊間的相互影響導(dǎo)致了更為復(fù)雜和隱秘的傳導(dǎo)發(fā)射噪聲。為了能夠使產(chǎn)品前期 EMC（Electromagnetic Compatibility）設(shè)計和后期 EMI（Electromagnetic  Interference）整改都更為順利，縮短產(chǎn)品研發(fā)時間，減小耗費(fèi)的人力和物力。對開關(guān)電源模塊傳導(dǎo)發(fā)射的研究是十分必要的，包括確定傳導(dǎo)發(fā)射源頭、建立傳導(dǎo)發(fā)射模型及優(yōu)化 EMI 濾波器設(shè)計。
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1.2  開關(guān)電源傳導(dǎo)發(fā)射建模與抑制國內(nèi)外研究現(xiàn)狀
開關(guān)電源的傳導(dǎo)發(fā)射建模對于傳導(dǎo)發(fā)射噪聲消除具有重大意義，正確的傳導(dǎo)發(fā)射模型可以準(zhǔn)確地預(yù)估傳導(dǎo)發(fā)射噪聲幅值，從而能夠提前對產(chǎn)品的設(shè)計進(jìn)行整改，縮短產(chǎn)品的研發(fā)時間；基于傳導(dǎo)發(fā)射模型設(shè)計的 EMI 濾波器，可以做到同時兼顧濾波性能和體積優(yōu)化要求。目前針對傳導(dǎo)發(fā)射建模主要集中在時域建模和頻域建模兩個方面，各自的優(yōu)缺點將在下面進(jìn)行詳細(xì)的闡述。時域模型比較適用于基于電路分析的仿真軟件。采用時域仿真，需要知道具體的原件參數(shù)和詳細(xì)的半導(dǎo)體器件物理模型，因此時域仿真是基于物理原理的仿真[9]。雖然時域仿真很直觀，但是元件的高頻模型往往很難提取，影響到仿真的精度，而且為了提高仿真的精度，通常把時域仿真步長設(shè)置的很小，這往往會增加仿真的時間，并且物理模型的復(fù)雜性有時也會導(dǎo)致仿真的不收斂問題。盡管有時為了簡化仿真，往往把功率半導(dǎo)體器件的干擾源簡化為一個梯形波[10]，但是由于時域仿真模型高度依賴器件的布局，走線的方向。即使微小的變動也會導(dǎo)致仿真結(jié)果大相徑庭，限制了模型的精確度。因此為了簡化模型，并且提高模型的準(zhǔn)確度，頻域建模應(yīng)運(yùn)而生。
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第 2 章  雙相交錯并聯(lián) Boost 變換器傳導(dǎo)發(fā)射問題 

2.1  引言
本章提出了一種新的傳導(dǎo)發(fā)射測試布局，這種實驗布局可以模擬后級開關(guān)電源模塊對非隔離 DC/DC 變換器傳導(dǎo)發(fā)射的影響。明確了非隔離 DC/DC電源模塊帶電阻負(fù)載和接后級開關(guān)電源模塊負(fù)載時傳導(dǎo)發(fā)射噪聲的異同。
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2.2  非隔離 DC/DC 變換器應(yīng)用及其 EMI 問題

非隔離的 DC/DC 變換器因其具有低成本、高效率和高功率密度等特點[34]被廣泛地應(yīng)用在通信二次電源系統(tǒng)中。傳統(tǒng)的開關(guān)電源傳導(dǎo)發(fā)射測試布局是在待測設(shè)備的輸出端接入相應(yīng)的電阻負(fù)載，通過 LISN（Line  Impedance Stabilization Network）上測得的噪聲幅值大小判斷待測設(shè)備是否符合 EMI 傳導(dǎo)發(fā)射的要求。但是對于應(yīng)用在通信電源二次系統(tǒng)中的非隔離 DC/DC 變換器來說，由于其負(fù)載是級聯(lián)的開關(guān)電源模塊，因此不能簡單地將負(fù)載當(dāng)作純電阻來處理。這是因為后級開關(guān)電源模塊的輸入母線與地之間往往并聯(lián)有共模濾波電容，這個共模濾波電容很有可能為非隔離 DC/DC 變換器的輸出電壓噪聲回流到輸入側(cè) LISN 提供回路，所以帶電阻負(fù)載時測得的傳導(dǎo)發(fā)射噪聲并不能真實地反映非隔離 DC/DC 變換器在實際工作環(huán)境中的傳導(dǎo)發(fā)射噪聲。為此，針對應(yīng)用在通信電源二次系統(tǒng)中的非隔離 DC/DC 變換器，提出了一種新的 EMI 傳導(dǎo)發(fā)射測試布局。 這種新的傳導(dǎo)發(fā)射測試布局如圖 2-1 所示，在非隔離 DC/DC 變換器的輸出側(cè)與相應(yīng)的電阻負(fù)載之間串聯(lián)一個 LISN，此時輸入側(cè)的 LISN 和輸出側(cè)的LISN 共地。這種通過在電源輸出側(cè)加 LISN 來模擬后級電源模塊中共模電容的影響的方法，具有測試結(jié)果歸一化和實驗布局簡單等特點。為了清楚闡明非隔離 DC/DC 變換器傳導(dǎo)發(fā)射機(jī)理，設(shè)計制作了一臺額定輸入電壓-48V、輸出電壓-53V、功率等級 140W，開關(guān)頻率 172kHz 的雙相交錯并聯(lián) Boost 變換器，，其作為中間母線變換器應(yīng)用在通信電源二次系統(tǒng)中。 雙相交錯并聯(lián) Boost 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 2-2 所示，主開關(guān)管 S1和 S3工作在交錯狀態(tài)下，由于一相的主開關(guān)管超前另一相的主開關(guān)管半個周期，因此流過每相的電流呈現(xiàn)相互交錯的狀態(tài)，兩相電流紋波相互抵消，使輸入電流紋波降為原來的一半，兩相電感電流波形如圖 2-3 所示。雙相交錯并聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不僅適合應(yīng)用于大電流場合，同時也會使傳導(dǎo)發(fā)射噪聲頻譜中的基頻翻倍，使得設(shè)計 EMI 濾波器時需要參考的轉(zhuǎn)折頻率升高，降低了對 EMI濾波器中濾波電感、濾波電容的參數(shù)設(shè)計要求，可以達(dá)到減小 EMI 濾波器體積的目的。

 

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第 3 章  雙相交錯并聯(lián) BOOST 變換器傳導(dǎo)發(fā)射預(yù)測 .......... 12 
3.1  引言 ............ 12 
3.2 BOOST 變換器中無源器件建模........... 12 
3.2.1  功率電感高頻模型 ............ 12 
3.2.2  鋁電解電容的高頻模型 .... 16 
3.2.3 PCB 寄生參數(shù)模型 ............ 18 
3.3 MOS 管的高頻模型 ......... 20 
3.4  雙相交錯并聯(lián) BOOST 電路傳導(dǎo)輻射預(yù)測 ...... 20 
3.5  本章小結(jié) ..... 22 
第 4 章  BOOST 變換器帶電阻負(fù)載時的傳導(dǎo)發(fā)射建模 ....... 23 
4.1  引言 ............ 23 
4.2  雙相交錯并聯(lián) BOOST 變換器傳導(dǎo)噪聲發(fā)射模型 ..... 23 
4.3  差模（DM）傳導(dǎo)發(fā)射模型的建立 ...... 25 
4.4  共模（CM）發(fā)射模型的建立 .... 27 
4.5  本章小結(jié) ..... 28 
第 5 章  BOOST 變換器輸出側(cè)接 LISN 時的傳導(dǎo)發(fā)射建模與抑制 ....... 30 
5.1  引言 ............ 30
5.2  輸出側(cè)接 LISN 對 BOOST 變換器傳導(dǎo)發(fā)射的影響 ........... 30
5.3  傳統(tǒng) Γ 型 EMI 濾波器設(shè)計 ....... 37
5.4  改進(jìn)型的 EMI 濾波器設(shè)計 ........ 42 
5.5  本章小結(jié) ..... 45 

第 5 章  Boost 變換器輸出側(cè)接 LISN 時的傳導(dǎo)發(fā)射建模與抑制 

5.1  引言 
第四章建立了雙相交錯并聯(lián) Boost 變換器帶電阻負(fù)載時的傳導(dǎo)發(fā)射模型，確定了差模（DM）傳導(dǎo)發(fā)射和共模（CM）傳導(dǎo)發(fā)射的干擾源及其干擾路徑。本章主要建立雙相交錯并聯(lián) Boost 變換器輸出側(cè)接 LISN 時的傳導(dǎo)發(fā)射模型，確定新的測試布局下的傳導(dǎo)發(fā)射干擾源及其干擾路徑。針對 Boost 變換器輸出側(cè)接 LISN 時的傳導(dǎo)發(fā)射抑制，提出了傳統(tǒng) EMI 濾波器設(shè)計時的技術(shù)要點，并提出了一種改進(jìn)型的 EMI 濾波器，其可以用更小的體積達(dá)到同樣的濾波效果。在 Boost 變換器輸出側(cè)接 LISN 的測試布局下，由于輸入側(cè) LISN 和輸出側(cè) LISN 共地，為傳導(dǎo)噪聲電流的傳播提供了新的路徑。圖 5-2 是只有電壓源作用時產(chǎn)生的在相線和中線間流通的電流。此時，可以將功率電感 L1、L2和噪聲電壓源 Vds1、Vds2的串聯(lián)等效為功率電感 L1、L2和噪聲電流源 IL2、IL2的并聯(lián)，如圖 5-3所示。因為在測試頻帶內(nèi)功率電感的阻抗要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于輸入端口處 CX電容的阻抗，因此我們可以忽略功率電感的影響，將圖 5-3 簡化為圖 5-4 所示，定義此時流經(jīng)輸入側(cè) LISN 中兩個 50Ω 電阻的電流分別為 Il1和 In1。   
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結(jié)   論 

本文以一臺應(yīng)用在通信二次電源系統(tǒng)中作為中間母線變換器使用的雙相交錯并聯(lián) Boost DC/DC 變換器為實驗對象，針對級聯(lián)后級開關(guān)電源模塊負(fù)載使該非隔離 DC/DC 變換器共模傳導(dǎo)發(fā)射大幅增加這一現(xiàn)象，首先建立了Boost 變換器帶電阻負(fù)載時的傳導(dǎo)發(fā)射模型，接著建立了 Boost 變換器輸出側(cè)接 LISN 時的傳導(dǎo)發(fā)射模型。以 Boost 變換器輸出側(cè)接 LISN 時的傳導(dǎo)發(fā)射模型為基礎(chǔ)，提出了設(shè)計傳統(tǒng) Γ 型 EMI 濾波器時的技術(shù)要點并設(shè)計了一種改進(jìn)型的 EMI 濾波器結(jié)構(gòu)。主要工作總結(jié)如下： 
（1）提出了一種針對非隔離 DC/DC 電源模塊用作中間母線變換器時的傳導(dǎo)發(fā)射測試布局，這種測試布局通過在電源模塊輸出側(cè)加 LISN 的方式來模擬級聯(lián)電源模塊對非隔離 DC/DC 變換器傳導(dǎo)發(fā)射的影響，明確了非隔離DC/DC 電源模塊帶電阻負(fù)載和輸出側(cè)接 LISN 時傳導(dǎo)發(fā)射的異同； 
（2）建立了雙相交錯并聯(lián) Boost 變換器帶電阻負(fù)載時的傳導(dǎo)發(fā)射模型，闡述了差模和共模傳導(dǎo)發(fā)射的干擾源及其干擾路徑，解釋了雙相交錯并聯(lián)的控制方式對噪聲頻譜的影響，并仿真驗證； 
（3）建立了雙相交錯并聯(lián) Boost 變換器輸出側(cè)接 LISN 時的傳導(dǎo)發(fā)射模型，根據(jù)干擾源作用于電路的方式不同，分析并建立了噪聲電壓源、噪聲電流源產(chǎn)生的三種不同性質(zhì)的傳導(dǎo)發(fā)射噪聲的干擾模型。通過對三種不同性質(zhì)的干擾模型的分析，闡明了 Boost 變換器輸出側(cè)接 LISN 時導(dǎo)致傳導(dǎo)發(fā)射惡化的原因； 
（4）針對 Boost 變換器輸出側(cè)接 LISN 時傳導(dǎo)發(fā)射噪聲激增的現(xiàn)象，設(shè)計傳統(tǒng) Γ 型 EMI 濾波器。為了進(jìn)一步減小 EMI 濾波器的體積，提出了一種在 Boost 變換器輸出側(cè)母線串聯(lián)差模電感的協(xié)調(diào)設(shè)計方法，其能以更小的體積達(dá)到同樣的濾波效果，并仿真驗證。
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參考文獻(xiàn)(略)

本文編號：48968