針對(duì)5G中下行正交頻分復(fù)用（OFDM）系統(tǒng)由于多普勒頻移和發(fā)送機(jī)與接收機(jī)晶振不同步引起頻率誤差導(dǎo)致接收機(jī)解調(diào)信號(hào)出錯(cuò)的問(wèn)題,文章提出了一種主同步信號(hào)（PSS）和輔助同步信號(hào)（SSS）聯(lián)合的頻偏估計(jì)算法。首先,對(duì)接收端的PSS和SSS分別與本地PSS和SSS進(jìn)行互相關(guān)運(yùn)算,其次將同一時(shí)隙第1個(gè)同步信號(hào)和物理廣播信道塊（PBCH）（SSB）的PSS互相關(guān)結(jié)果與第2個(gè)SSB的SSS互相關(guān)結(jié)果進(jìn)行互相關(guān)運(yùn)算計(jì)算初始頻偏值;最后用同一個(gè)SSB中的PSS互相關(guān)結(jié)果和SSS互相關(guān)結(jié)果作互相關(guān)運(yùn)算計(jì)算新的頻偏值,并采用初始的頻偏值對(duì)其進(jìn)行極性修正,從而得到最終頻偏。與基于PSS的頻偏估計(jì)算法相比,該方法利用PSS和SSS進(jìn)行聯(lián)合頻偏估計(jì),提高了算法精度,同時(shí)將估計(jì)范圍從[-3.5,3.5] kHz擴(kuò)大到了[-7.0,7.0] kHz。 

【文章來(lái)源】：光通信研究. 2020,(06)北大核心

【文章頁(yè)數(shù)】：5 頁(yè)

【部分圖文】：

無(wú)線幀結(jié)構(gòu)

圖2所示為SNR為20 dB時(shí)本文算法的估計(jì)范圍。由仿真圖可知,在算法估計(jì)范圍內(nèi)頻偏估計(jì)結(jié)果與真實(shí)值基本重合,超出算法估計(jì)范圍時(shí)頻偏估計(jì)精度急速下降,說(shuō)明算法在估計(jì)范圍內(nèi)可以準(zhǔn)確估計(jì)出頻偏值。圖3所示為不同頻偏估計(jì)算法在不同SNR下的MSE仿真圖。由圖可知,在AWGN信道下, 隨著SNR的增大,3種算法的MSE都隨之下降,且本文算法MSE均低于基于CP和基于PSS的頻偏估計(jì)算法, 表明本文算法比其余兩種算法擁有更高的精度,且在低SNR下本文算法依舊擁有很高的精度。

圖3所示為不同頻偏估計(jì)算法在不同SNR下的MSE仿真圖。由圖可知,在AWGN信道下, 隨著SNR的增大,3種算法的MSE都隨之下降,且本文算法MSE均低于基于CP和基于PSS的頻偏估計(jì)算法, 表明本文算法比其余兩種算法擁有更高的精度,且在低SNR下本文算法依舊擁有很高的精度。圖4(a) 所示為在頻偏值為500 Hz、SNR為30 dB情況下無(wú)頻偏修正信號(hào)的星座圖。由圖可知,在沒(méi)有用本算法進(jìn)行頻偏修正前,接收信號(hào)的星座圖為發(fā)散狀態(tài)且存在相位旋轉(zhuǎn),導(dǎo)致接收信號(hào)無(wú)法正確解調(diào);圖 4(b) 所示為在頻偏值為500 Hz、SNR為 30 dB情況下頻偏修正后信號(hào)的星座圖。由圖可知,在本算法進(jìn)行頻偏修正后,信號(hào)星座圖為聚攏狀態(tài)且消除了相位旋轉(zhuǎn),有利于接收信號(hào)的正確解調(diào)。

【參考文獻(xiàn)】：
期刊論文
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碩士論文
[1]OFDM系統(tǒng)中相位噪聲消除技術(shù)研究[D]. 岳麗.哈爾濱工程大學(xué) 2007



本文編號(hào)：3059191