通用濾波多載波(UFMC)技術(shù)是第五代移動(dòng)通信(5G)的候選空口技術(shù)之一,由正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)和濾波器組多載波技術(shù)(FBMC)演進(jìn)而來(lái)。相比于OFDM技術(shù),UFMC技術(shù)將OFDM技術(shù)中的矩形濾波器替換為性能更好的原型濾波器,相比于FBMC技術(shù),UFMC技術(shù)針對(duì)一組子載波濾波,降低了時(shí)域?yàn)V波器的長(zhǎng)度,從而獲得了OFDM和FBMC技術(shù)的聯(lián)合增益。不過(guò),UFMC屬于多載波調(diào)制技術(shù),同樣存在與OFDM和FBMC類似的高峰均功率比的問(wèn)題。此外,UFMC子帶內(nèi)的子載波仍然保持正交,載波頻偏會(huì)對(duì)子載波間的正交性造成破壞,從而造成系統(tǒng)性能惡化。本章針對(duì)上述問(wèn)題進(jìn)行研究,具體研究成果如下:針對(duì)UFMC系統(tǒng)峰均功率比高的問(wèn)題,采用功率門限,可減少傳統(tǒng)PTS方法中尋優(yōu)過(guò)程中峰值功率的時(shí)域樣本信號(hào)數(shù)量,從而降低傳統(tǒng)PTS方法尋優(yōu)的計(jì)算量。采用多級(jí)尋優(yōu)PTS方法,可解決傳統(tǒng)PTS方法計(jì)算量隨相位集合元素的個(gè)數(shù)呈指數(shù)增長(zhǎng)的問(wèn)題。為此,本文提出結(jié)合多級(jí)尋優(yōu)和功率門限的PTS方法以進(jìn)一步降低傳統(tǒng)PTS方法的計(jì)算復(fù)雜度。此外,理論分析表明所提方法各級(jí)的門限可采用同一固定門限,可進(jìn)一步簡(jiǎn)化基于功率門限的多級(jí)尋優(yōu)... 

【文章來(lái)源】：北京交通大學(xué)北京市 211工程院校 教育部直屬院校

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【學(xué)位級(jí)別】：碩士

【部分圖文】：

圖４－２?ＵＦＭＣ系統(tǒng)不同ＣＦＯ下的ＢＥＲ性能??Ｆｉｇ．４－２?Ｔｈｅ?ＢＥＲ?ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ?ｏｆ?ＵＦＭＣ?ｓｙｓｔｅｍ?ｕｎｄｅｒ?ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ?ＣＦＯｓ??

?ＵＦＭＣ系統(tǒng)ＩＣＩ自消除算法研究??如圖４－２所示，ＵＦＭＣ系統(tǒng)下相鄰數(shù)據(jù)取反編碼的基本原理是：在發(fā)送端的數(shù)??據(jù)經(jīng)過(guò)調(diào)制后，將原數(shù)據(jù)映射至奇數(shù)子載波上，將原數(shù)據(jù)的相反數(shù)映射至偶數(shù)子??載波上，即相鄰子載波上映射的是相反的數(shù)據(jù)：夂’（幻＝夂（幻，毛認(rèn)＋１）＝－；（幻。??然后對(duì)經(jīng)過(guò)ＩＣＩ調(diào)制的信號(hào)向量進(jìn)行ＩＦＦＴ調(diào)制，生成時(shí)域信號(hào)向量ｊｃｖ，經(jīng)過(guò)??與子帶濾波器人線性卷積后后疊加發(fā)送。在接收端，接收信號(hào)向量ｒ在經(jīng)過(guò)補(bǔ)零后，??采用２ｉＶ點(diǎn)ＦＦＴ取其偶數(shù)子載波價(jià)２幻進(jìn)行單抽頭頻域均衡，消除濾波器／ｖ的影響，??然后將接收端相鄰子載波上的數(shù)據(jù)相減進(jìn)行ＩＣＩ自消除合并接收，最終經(jīng)過(guò)解調(diào)即??可恢復(fù)初始數(shù)據(jù)。??在上文中己經(jīng)得到ＵＦＭＣ系統(tǒng)接收端不進(jìn)行ＩＣＩ自消除編碼的頻域信號(hào)如式??（４－６）所示。假設(shè)ＵＦＭＣ系統(tǒng)在發(fā)送端采用相鄰取反編碼：??Ｘｖ?＇（Ａ〇?＝?’〇ｔ?＋?ｌ）?＝?，那么在接收端經(jīng)過(guò)２＃點(diǎn)ＦＦＴ和頻域均衡后，??再取偶數(shù)點(diǎn)數(shù)據(jù)。此時(shí)

圖４－９頻偏估計(jì)的ＭＳＥ性能??Ｆｉｇ．４－９?ＭＳＥ?ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ?ｏｆ?ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ?ｏｆｆｓｅｔ?ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ??從圖４－９可以看出，當(dāng)頻偏小于０．３時(shí)，進(jìn)行一次頻偏估計(jì)的ＭＳＥ小于１（Ｔ５，??一旦頻偏大于０．３，頻偏估計(jì)ＭＳＥ性能急劇惡化。這說(shuō)明所提算法在頻偏范圍約??為［－０．３，０．３］時(shí)，能獲得較好的頻偏估計(jì)精度，且頻偏的絕對(duì)值越小，估計(jì)的精度越??高。另一方面，ＡＷＧＮ信道迭代估計(jì)次數(shù)為２時(shí)的頻偏估計(jì)ＭＳＥ性能在頻偏小于??０．４時(shí)，頻偏估計(jì)的ＭＳＥ小于１ＣＴ５，迭代估計(jì)次數(shù)大于３時(shí)的頻偏估計(jì)ＭＳＥ性能??在頻偏小于約０．４２時(shí)，頻偏估計(jì)的ＭＳＥ小于１０＇可見(jiàn)，隨著迭代次數(shù)的增多，??頻偏估計(jì)的范圍可以進(jìn)一步增大，但計(jì)算復(fù)雜度也隨之增大。這說(shuō)明在歸一化頻??偏較大時(shí)，所提算法會(huì)出現(xiàn)頻偏估計(jì)的平臺(tái)，即使用所提算法中的頻偏估計(jì)范圍??４８??


本文編號(hào)：2934706