通用濾波多載波(UFMC)技術(shù)是第五代移動通信(5G)的候選空口技術(shù)之一,由正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)和濾波器組多載波技術(shù)(FBMC)演進(jìn)而來。相比于OFDM技術(shù),UFMC技術(shù)將OFDM技術(shù)中的矩形濾波器替換為性能更好的原型濾波器,相比于FBMC技術(shù),UFMC技術(shù)針對一組子載波濾波,降低了時域濾波器的長度,從而獲得了OFDM和FBMC技術(shù)的聯(lián)合增益。不過,UFMC屬于多載波調(diào)制技術(shù),同樣存在與OFDM和FBMC類似的高峰均功率比的問題。此外,UFMC子帶內(nèi)的子載波仍然保持正交,載波頻偏會對子載波間的正交性造成破壞,從而造成系統(tǒng)性能惡化。本章針對上述問題進(jìn)行研究,具體研究成果如下:針對UFMC系統(tǒng)峰均功率比高的問題,采用功率門限,可減少傳統(tǒng)PTS方法中尋優(yōu)過程中峰值功率的時域樣本信號數(shù)量,從而降低傳統(tǒng)PTS方法尋優(yōu)的計算量。采用多級尋優(yōu)PTS方法,可解決傳統(tǒng)PTS方法計算量隨相位集合元素的個數(shù)呈指數(shù)增長的問題。為此,本文提出結(jié)合多級尋優(yōu)和功率門限的PTS方法以進(jìn)一步降低傳統(tǒng)PTS方法的計算復(fù)雜度。此外,理論分析表明所提方法各級的門限可采用同一固定門限,可進(jìn)一步簡化基于功率門限的多級尋優(yōu)... 

【文章來源】：北京交通大學(xué)北京市 211工程院校 教育部直屬院校

【文章頁數(shù)】：73 頁

【學(xué)位級別】：碩士

【部分圖文】：

圖４－２?ＵＦＭＣ系統(tǒng)不同ＣＦＯ下的ＢＥＲ性能??Ｆｉｇ．４－２?Ｔｈｅ?ＢＥＲ?ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ?ｏｆ?ＵＦＭＣ?ｓｙｓｔｅｍ?ｕｎｄｅｒ?ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ?ＣＦＯｓ??

?ＵＦＭＣ系統(tǒng)ＩＣＩ自消除算法研究??如圖４－２所示，ＵＦＭＣ系統(tǒng)下相鄰數(shù)據(jù)取反編碼的基本原理是：在發(fā)送端的數(shù)??據(jù)經(jīng)過調(diào)制后，將原數(shù)據(jù)映射至奇數(shù)子載波上，將原數(shù)據(jù)的相反數(shù)映射至偶數(shù)子??載波上，即相鄰子載波上映射的是相反的數(shù)據(jù)：夂’（幻＝夂（幻，毛認(rèn)＋１）＝－；（幻。??然后對經(jīng)過ＩＣＩ調(diào)制的信號向量進(jìn)行ＩＦＦＴ調(diào)制，生成時域信號向量ｊｃｖ，經(jīng)過??與子帶濾波器人線性卷積后后疊加發(fā)送。在接收端，接收信號向量ｒ在經(jīng)過補零后，??采用２ｉＶ點ＦＦＴ取其偶數(shù)子載波價２幻進(jìn)行單抽頭頻域均衡，消除濾波器／ｖ的影響，??然后將接收端相鄰子載波上的數(shù)據(jù)相減進(jìn)行ＩＣＩ自消除合并接收，最終經(jīng)過解調(diào)即??可恢復(fù)初始數(shù)據(jù)。??在上文中己經(jīng)得到ＵＦＭＣ系統(tǒng)接收端不進(jìn)行ＩＣＩ自消除編碼的頻域信號如式??（４－６）所示。假設(shè)ＵＦＭＣ系統(tǒng)在發(fā)送端采用相鄰取反編碼：??Ｘｖ?＇（Ａ〇?＝?’〇ｔ?＋?ｌ）?＝?，那么在接收端經(jīng)過２＃點ＦＦＴ和頻域均衡后，??再取偶數(shù)點數(shù)據(jù)。此時

圖４－９頻偏估計的ＭＳＥ性能??Ｆｉｇ．４－９?ＭＳＥ?ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ?ｏｆ?ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ?ｏｆｆｓｅｔ?ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ??從圖４－９可以看出，當(dāng)頻偏小于０．３時，進(jìn)行一次頻偏估計的ＭＳＥ小于１（Ｔ５，??一旦頻偏大于０．３，頻偏估計ＭＳＥ性能急劇惡化。這說明所提算法在頻偏范圍約??為［－０．３，０．３］時，能獲得較好的頻偏估計精度，且頻偏的絕對值越小，估計的精度越??高。另一方面，ＡＷＧＮ信道迭代估計次數(shù)為２時的頻偏估計ＭＳＥ性能在頻偏小于??０．４時，頻偏估計的ＭＳＥ小于１ＣＴ５，迭代估計次數(shù)大于３時的頻偏估計ＭＳＥ性能??在頻偏小于約０．４２時，頻偏估計的ＭＳＥ小于１０＇可見，隨著迭代次數(shù)的增多，??頻偏估計的范圍可以進(jìn)一步增大，但計算復(fù)雜度也隨之增大。這說明在歸一化頻??偏較大時，所提算法會出現(xiàn)頻偏估計的平臺，即使用所提算法中的頻偏估計范圍??４８??


本文編號：2934706