一種補(bǔ)償?shù)椭蓄l接收機(jī)I/Q不平衡的方法
發(fā)布時間:2021-01-12 06:10
相對于傳統(tǒng)的超外差接收機(jī),低中頻接收機(jī)的一個優(yōu)點就是采用I/Q下變頻替代固定的鏡像抑制濾波器來實現(xiàn)對鏡像信號的抑制,因而具有集成度高、靈活性強(qiáng)和成本低的優(yōu)點。然而,I/Q不平衡會導(dǎo)致低中頻接收機(jī)對鏡像信號抑制不充分,一般需要采用額外的數(shù)字信號處理技術(shù)來提高鏡像抑制能力。文章提出了一種利用理想的中頻信號的圓卷積特性,基于廣義線性估計技術(shù)盲補(bǔ)償I/Q不平衡的方法。理論分析和仿真結(jié)果表明這種方法能夠有效地實現(xiàn)I/Q不平衡的補(bǔ)償。
【文章來源】:雷達(dá)科學(xué)與技術(shù). 2015,13(06)北大核心
【文章頁數(shù)】:5 頁
【部分圖文】:
圖1采用I/Q下變頻低中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)
基帶信號r(t),其中第一次下變頻(fLO)在模擬域?qū)崿F(xiàn),第二次下變頻(fIF)在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)。模擬下變頻之前的射頻信號rRF(t)可以表示為rRF(t)=z(t)e+j2πfLOt+z*(t)e-j2πfLOt(1)式中,(·)*表示復(fù)數(shù)共軛。模擬下變頻之前的任何干擾,如來自天線和通道的噪聲等,均包含在射頻信號rRF(t)中。理想的中頻信號z(t)由有用信號和潛在的鏡像信號組成,相應(yīng)的頻譜如圖2所示。圖1采用I/Q下變頻低中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)圖2射頻信號和中頻信號的頻譜盡管I、Q兩路所有的器件如混頻器、低通濾波器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器等均會導(dǎo)致I/Q不平衡,但是可以將整個模擬前端的不平衡度等效為一個不平衡的本振信號:xLO(t)=cos(2πfLOt)-jgsin(2πfLOt+?)(2)式中,g表示幅度不平衡,?表示相位不平衡。根據(jù)文獻(xiàn)[4],式(2)可以改寫為xLO(t)=K1e+j2πfLOt+K2e-j2πfLOt(3)其中不平衡參數(shù)K1和K2分別為K1=1+ge-j?2,K2=1-gej?2(4)射頻信號rRF(t)經(jīng)過混頻器和低通濾波器后得到不平衡中頻信號rIF(t):rIF(t)=K1z(t)+K2z*(t)(5)顯然,除了理想的中頻信號z(t)外,不平衡中頻信號rIF(t)還包含了部分
像信號設(shè)置為頻率為-10MHz,且功率與有用信號相等的高斯脈沖信號。在計算不平衡中頻信號的自相關(guān)函數(shù)和互補(bǔ)自相關(guān)函數(shù)時,將統(tǒng)計平均等效為時間平均。接收機(jī)實際工作時,往往受到噪聲的影響,因此噪聲因素也應(yīng)予以考慮。在無噪聲的情況下,g=1.1,?=10°時,不平衡中頻信號經(jīng)過簡化補(bǔ)償算法和最優(yōu)補(bǔ)償算法補(bǔ)償后的頻譜如圖4所示。從圖4可以看出,補(bǔ)償之前不平衡中頻信號頻譜中有用信號和鏡像信號在頻率±10MHz上相互混合在一起,而經(jīng)過簡化補(bǔ)償和最優(yōu)補(bǔ)償之后,有用信號和鏡像信號在頻率±10MHz上不再混合,或者相互混合很校(a)不平衡中頻信號頻譜(b)簡化補(bǔ)償之后中頻頻譜(c)最優(yōu)補(bǔ)償之后中頻頻譜圖4補(bǔ)償前后頻譜圖簡化補(bǔ)償和最優(yōu)補(bǔ)償之后IRR隨幅度和相位不平衡變化的關(guān)系分別如圖5和圖6所示,并相應(yīng)地考慮了有噪聲情況(SNR=25dB)和無噪聲情況。圖5是相位不平衡?=6°,幅度不平衡g從0.9變化到1.1時,簡化補(bǔ)償和最優(yōu)補(bǔ)償之后IRR的變化情況。圖6幅度不平衡g=1.05,相位不平衡?從-10°變化到10°時,簡化補(bǔ)償和最優(yōu)補(bǔ)償之后IRR的變化情況。不管是圖5還是圖6,可以看出在沒有噪聲的情況下,簡化補(bǔ)償之后IRR曲線與3倍模擬前端鏡像抑制比曲線基本重合,最優(yōu)補(bǔ)償之后IRR達(dá)到驚人的140dB,這與理論分析基本一致。而在有噪聲情況下,簡化補(bǔ)償和最優(yōu)補(bǔ)償之后IRR均為60dB左右,由此可知廣義線性估計技術(shù)補(bǔ)償I/Q不平衡時對噪聲比較敏感。因而如果要使用廣義線性估計技術(shù)補(bǔ)償
【參考文獻(xiàn)】:
期刊論文
[1]基于拼接采樣技術(shù)的寬帶數(shù)字接收機(jī)[J]. 向海生,馬利祥,王冰. 雷達(dá)科學(xué)與技術(shù). 2014(04)
[2]直接數(shù)字合成技術(shù)在雷達(dá)接收機(jī)中的應(yīng)用[J]. 李浩,向仁強(qiáng),楊丹峰,何俊偉. 雷達(dá)科學(xué)與技術(shù). 2011(06)
本文編號:2972314
【文章來源】:雷達(dá)科學(xué)與技術(shù). 2015,13(06)北大核心
【文章頁數(shù)】:5 頁
【部分圖文】:
圖1采用I/Q下變頻低中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)
基帶信號r(t),其中第一次下變頻(fLO)在模擬域?qū)崿F(xiàn),第二次下變頻(fIF)在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)。模擬下變頻之前的射頻信號rRF(t)可以表示為rRF(t)=z(t)e+j2πfLOt+z*(t)e-j2πfLOt(1)式中,(·)*表示復(fù)數(shù)共軛。模擬下變頻之前的任何干擾,如來自天線和通道的噪聲等,均包含在射頻信號rRF(t)中。理想的中頻信號z(t)由有用信號和潛在的鏡像信號組成,相應(yīng)的頻譜如圖2所示。圖1采用I/Q下變頻低中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)圖2射頻信號和中頻信號的頻譜盡管I、Q兩路所有的器件如混頻器、低通濾波器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器等均會導(dǎo)致I/Q不平衡,但是可以將整個模擬前端的不平衡度等效為一個不平衡的本振信號:xLO(t)=cos(2πfLOt)-jgsin(2πfLOt+?)(2)式中,g表示幅度不平衡,?表示相位不平衡。根據(jù)文獻(xiàn)[4],式(2)可以改寫為xLO(t)=K1e+j2πfLOt+K2e-j2πfLOt(3)其中不平衡參數(shù)K1和K2分別為K1=1+ge-j?2,K2=1-gej?2(4)射頻信號rRF(t)經(jīng)過混頻器和低通濾波器后得到不平衡中頻信號rIF(t):rIF(t)=K1z(t)+K2z*(t)(5)顯然,除了理想的中頻信號z(t)外,不平衡中頻信號rIF(t)還包含了部分
像信號設(shè)置為頻率為-10MHz,且功率與有用信號相等的高斯脈沖信號。在計算不平衡中頻信號的自相關(guān)函數(shù)和互補(bǔ)自相關(guān)函數(shù)時,將統(tǒng)計平均等效為時間平均。接收機(jī)實際工作時,往往受到噪聲的影響,因此噪聲因素也應(yīng)予以考慮。在無噪聲的情況下,g=1.1,?=10°時,不平衡中頻信號經(jīng)過簡化補(bǔ)償算法和最優(yōu)補(bǔ)償算法補(bǔ)償后的頻譜如圖4所示。從圖4可以看出,補(bǔ)償之前不平衡中頻信號頻譜中有用信號和鏡像信號在頻率±10MHz上相互混合在一起,而經(jīng)過簡化補(bǔ)償和最優(yōu)補(bǔ)償之后,有用信號和鏡像信號在頻率±10MHz上不再混合,或者相互混合很校(a)不平衡中頻信號頻譜(b)簡化補(bǔ)償之后中頻頻譜(c)最優(yōu)補(bǔ)償之后中頻頻譜圖4補(bǔ)償前后頻譜圖簡化補(bǔ)償和最優(yōu)補(bǔ)償之后IRR隨幅度和相位不平衡變化的關(guān)系分別如圖5和圖6所示,并相應(yīng)地考慮了有噪聲情況(SNR=25dB)和無噪聲情況。圖5是相位不平衡?=6°,幅度不平衡g從0.9變化到1.1時,簡化補(bǔ)償和最優(yōu)補(bǔ)償之后IRR的變化情況。圖6幅度不平衡g=1.05,相位不平衡?從-10°變化到10°時,簡化補(bǔ)償和最優(yōu)補(bǔ)償之后IRR的變化情況。不管是圖5還是圖6,可以看出在沒有噪聲的情況下,簡化補(bǔ)償之后IRR曲線與3倍模擬前端鏡像抑制比曲線基本重合,最優(yōu)補(bǔ)償之后IRR達(dá)到驚人的140dB,這與理論分析基本一致。而在有噪聲情況下,簡化補(bǔ)償和最優(yōu)補(bǔ)償之后IRR均為60dB左右,由此可知廣義線性估計技術(shù)補(bǔ)償I/Q不平衡時對噪聲比較敏感。因而如果要使用廣義線性估計技術(shù)補(bǔ)償
【參考文獻(xiàn)】:
期刊論文
[1]基于拼接采樣技術(shù)的寬帶數(shù)字接收機(jī)[J]. 向海生,馬利祥,王冰. 雷達(dá)科學(xué)與技術(shù). 2014(04)
[2]直接數(shù)字合成技術(shù)在雷達(dá)接收機(jī)中的應(yīng)用[J]. 李浩,向仁強(qiáng),楊丹峰,何俊偉. 雷達(dá)科學(xué)與技術(shù). 2011(06)
本文編號:2972314
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