隨著分布式電源并網(wǎng)的增加,電網(wǎng)面臨著電壓擾動(dòng)、直流偏置、電壓不平衡及諧波畸變等諸多問題。在這樣的復(fù)雜電網(wǎng)環(huán)境下,傳統(tǒng)鎖相環(huán)技術(shù)（PLL）難以快速、準(zhǔn)確地檢測(cè)到電網(wǎng)電壓的頻率和相位。為此,提出在準(zhǔn)1型鎖相環(huán)（QT1-PLL）的結(jié)構(gòu)中額外增加聯(lián)合延時(shí)信號(hào)消除（DSC）和滑動(dòng)平均濾波器（MAF）的濾波環(huán)節(jié),設(shè)計(jì)出一種滿足復(fù)雜電網(wǎng)環(huán)境下并網(wǎng)需求的新型PLL（DDM-QT1-PLL）。DDM-QT1-PLL采用αβDSC2與dq DSC4級(jí)聯(lián)MAF的環(huán)外濾波和環(huán)內(nèi)濾波結(jié)構(gòu),消除電網(wǎng)電壓直流偏置、不平衡及諧波分量的同時(shí),可有效提高PLL系統(tǒng)的響應(yīng)速度和穩(wěn)定性。針對(duì)頻率偏移時(shí),αβDSC2引起的相位誤差,設(shè)計(jì)一種前饋通道以補(bǔ)償誤差。仿真結(jié)果表明DDM-QT1-PLL具有快速的響應(yīng)速度和良好的干擾抑制能力,并能夠在非額定頻率的直流偏置下,實(shí)現(xiàn)檢測(cè)頻率和相位的零穩(wěn)態(tài)誤差。 

【文章來源】：電力系統(tǒng)保護(hù)與控制. 2020,48(13)北大核心CSCD

【文章頁數(shù)】：10 頁

【部分圖文】：

αβDSC2離散實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖

庖?鸕母盒蚍至?和奇次諧波，使得同時(shí)面對(duì)電網(wǎng)電壓不平衡、直流偏置和高度諧波畸變時(shí)可精確快速地檢測(cè)電網(wǎng)電壓的頻率和相位。仿真結(jié)果表明DDM-QT1-PLL在復(fù)雜電網(wǎng)環(huán)境下具有快速的響應(yīng)速度和良好的濾波性能。1準(zhǔn)1型鎖相環(huán)QT1-PLL通過將SRF-PLL控制回路中的比例積分控制器替換為單一的比例增益，以提高PLL系統(tǒng)的響應(yīng)速度[22]。額定頻率下QT1-PLL表現(xiàn)為1型控制系統(tǒng)，而非額定頻率下整定為2型控制系統(tǒng)。QT1-PLL消除了相角跳變下檢測(cè)頻率與相位之間的耦合，使PLL具備了快速的響應(yīng)速度。圖1為傳統(tǒng)的QT1-PLL結(jié)構(gòu)，圖中的前饋通道(藍(lán)色線)是為了確保QT1-PLL能夠在頻率跳變下實(shí)現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)相位誤差，MAF作為環(huán)內(nèi)濾波環(huán)節(jié)，可以實(shí)現(xiàn)良好的濾波效果。盡管QT1-PLL結(jié)構(gòu)簡單、濾波能力出色，但由于MAF在第一陷波點(diǎn)處具有180o的相位延時(shí)，而延時(shí)引入控制回路后必然減緩QT1-PLL的響應(yīng)速度。為了消除直流偏置、電壓不平衡以及奇、偶次諧波，提高QT1-PLL的響應(yīng)時(shí)間，本文主要采用一種環(huán)外-環(huán)內(nèi)組合濾波環(huán)節(jié)來改進(jìn)傳統(tǒng)QT1-PLL的性能。圖1準(zhǔn)1型鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1BlockdiagramofQT1-PLL2基于靜止和同步坐標(biāo)系下的濾波環(huán)節(jié)三相PLL系統(tǒng)主要通過配置額外濾波器來增強(qiáng)其濾波能力。配置額外濾波器的方法主要分為兩類：一類是在PLL的相控回路中引入額外濾波器，簡稱環(huán)內(nèi)濾波，從坐標(biāo)變換的角度也看作是同步(dq)坐標(biāo)系下的濾波環(huán)節(jié)；另一類是在PLL輸入前引入額外濾波器，也稱為環(huán)外濾波，以坐標(biāo)變換的角度可認(rèn)為是靜止(αβ)坐標(biāo)系下的濾波環(huán)節(jié)。由于環(huán)外

為T/n之前αβ坐標(biāo)系下的電網(wǎng)電壓；n為延時(shí)因子；T為電網(wǎng)基頻周期。式(1)在拉式域中的傳遞函數(shù)為2π1jDSC()(1ee)2Tsnnns(2)將sj代入式(1)中可得到αβDSCn的幅值和相位表達(dá)式為ππDSC(j)cos22nTTnn(3)由式(3)可知，不論n取何值，αβDSC都可以通過電網(wǎng)電壓基頻正序分量。由于消除諧波的階數(shù)取決于n，可根據(jù)所要消除的諧波階數(shù)來選擇n值。為了消除PLL輸入中的直流偏置和偶次諧波，選擇n=2。繪制式αβDSC2的伯德圖，如圖2所示。圖2αβDSC2的伯德圖Fig.2BodeplotofαβDSC2由圖2可知，αβDSC2可以無衰減零相移通過基頻(50Hz)正序分量，并且在零頻和偶次諧波頻率處的幅值為零。這意味著αβDSC2可以精確無延時(shí)地提取電網(wǎng)電壓的基頻正序分量，完全消除直流偏置(αβ坐標(biāo)系下直流偏置為0Hz)與偶次諧波分量。又因?yàn)棣力翫SC2的伯德圖是對(duì)稱的，所以由電壓不平衡產(chǎn)生的負(fù)序(-50Hz)分量也能完全保留下來。實(shí)際控制系統(tǒng)需要αβDSC2在離散域中實(shí)現(xiàn)，圖3為αβDSC2的離散域?qū)崿F(xiàn)結(jié)構(gòu)圖，為了消除離散化誤差，采用線性插值法對(duì)N取值。N2=round[(T/2)/Ts]=100，Ts為采樣時(shí)間，Ts=0.0001s。圖3αβDSC2離散實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖Fig.3BlockdiagramofdiscretizationimplementationαβDSC22.2同步坐標(biāo)系延時(shí)信號(hào)消除電壓不平衡和部分奇次諧波由于αβDSC2無法消除電壓不平衡產(chǎn)生的-50Hz頻率分量，該分量經(jīng)過Park變化后輸入PLL的控制回路，-50Hz的頻率分量表現(xiàn)為-100Hz的雙頻振蕩，會(huì)造成PLL難以精確地檢測(cè)到電網(wǎng)電壓頻率與相?

【參考文獻(xiàn)】：
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