隨著社會的發(fā)展,對能源的需求量不斷加大,能量傳輸方式發(fā)揮重要作用,非隔離的交錯并聯(lián)變換器因具有高效率、低紋波等特點(diǎn)日漸成為研究熱點(diǎn)。串接電容式交錯并聯(lián)變換器在保持原有交錯并聯(lián)的優(yōu)勢外,繼承了開關(guān)電容和交錯電感技術(shù)的優(yōu)點(diǎn),還有更高輸出增益、更低輸入電流紋波、器件耐壓降低、更高的效率等優(yōu)點(diǎn),因而受到廣泛關(guān)注。現(xiàn)有研究采用平均移相控制,在有限占空比范圍內(nèi)能夠獲得較傳統(tǒng)交錯并聯(lián)變換器相數(shù)倍電壓輸出、相電流自動均分,但其他工作區(qū)間并不能維持上述較好的特性,并不能很好的適用于需要寬范圍輸入的實(shí)際應(yīng)用,因此需要探討一種更優(yōu)越的控制方式。本文研究了電容串接式交錯并聯(lián)Boost變換器的工作模態(tài),分析了CCM模式下兩相結(jié)構(gòu)和三相結(jié)構(gòu)的獨(dú)立模態(tài),基于一個開關(guān)周期內(nèi)的連續(xù)工作狀態(tài)進(jìn)行了相關(guān)計算,從而提取出變換器不均勻流動的機(jī)理。針對輕載條件下的DCM模式,以兩相變換器為例,從開關(guān)狀態(tài)不同的獨(dú)立模態(tài)出發(fā),對一個開關(guān)周期內(nèi)連續(xù)工作狀態(tài)進(jìn)行分析,揭示了變換器產(chǎn)生負(fù)向電流的原理。本文基于不均流機(jī)理,針對兩相結(jié)構(gòu)提出了不對稱占空比均流策略。該均流策略基于電容電荷平衡原理,通過改變中間電容充電和放電的時間比例,從不均流工... 

【文章來源】：電子科技大學(xué)四川省 211工程院校 985工程院校 教育部直屬院校

【文章頁數(shù)】：79 頁

【學(xué)位級別】：碩士

【部分圖文】：

圖2-1兩相兩相串接電容式交錯并聯(lián)Boost變換器

電子科技大學(xué)碩士學(xué)位論文20操作示意可以表示為圖2-5。圖2-5中，在一個開關(guān)周期T時間內(nèi)，充電電流在對應(yīng)時間下的積分等于放電電流在對應(yīng)時間下的積分，從圖中直觀來講，就是同樣顏色的正面積等于負(fù)面積。藍(lán)色部分的充電時間是大于放電時間的，因此充電電流i+小于放電電流i-，紅色部分將充電時間調(diào)整到等于放電時間，因此充電電流i+’也等于放電電流i-’。圖2-5基于電容電荷平衡的均流操作示意圖(a)(b)圖2-6兩相串接電容式Boost變換器均流與不均流機(jī)理圖解。(a)0<D≤1/2；(b)1/2<D≤1另一個條件是，對于一個中間電容的充電回路，每相電流是作為充電電流還是放電電流已經(jīng)根據(jù)電路確定，并不重疊。例如，兩相電容串接式交錯并聯(lián)變換器中，中間電容C1的充電電流僅有IL1，放電電流僅有IL2；在三相電容串接式交錯并聯(lián)變換器中，中間電容C1的電荷平衡僅由i1和i2決定，i1僅用于充電，i2用于放電；對于C2，i1和i2僅負(fù)責(zé)充電，i3僅負(fù)責(zé)放電。上述結(jié)果表明電荷平衡等式兩端變量的唯一性，為相電流估計提供了基本保證。針對兩相電容串接式交錯并聯(lián)變換器，在0<D≤1/2和1/2<D≤1兩種不同工作區(qū)間內(nèi)，均有S1S201和S1S210模態(tài)分別對電容進(jìn)行充放電，2個模態(tài)所占時間相等；區(qū)間內(nèi)模態(tài)差別在于S1S200和S1S211。由第二章分析可知，在1/2<D≤1工作區(qū)間中的S1S211模態(tài)，中間電容兩端無導(dǎo)通回路，處于空置狀態(tài)，電容充電和放電僅由S1S201和S1S210模態(tài)承擔(dān)；而在0<D≤1/2工作區(qū)間，模態(tài)S1S200時電容處于放電狀態(tài)，即放電模態(tài)時長多于充電時長。同時由于充電電流僅有IL1，放電電流僅有IL2，因此在電容電荷平衡的作用下，在1/2<D≤1工作區(qū)間內(nèi)兩相間iCi+"i-i-"ti+TS1S2TttiCBIL2

電子科技大學(xué)碩士學(xué)位論文30圖3-5兩相變換器在不同工作區(qū)間的損耗本文還將不對稱占空比均流策略后與傳統(tǒng)控制下變換器在全占空比損耗進(jìn)行對比，如圖3-6所示�？梢钥闯�，運(yùn)用均流控制策略后，損耗有一定降低。其原因在于運(yùn)用不對稱占空比均流策略時S2保持1/2周期的導(dǎo)通，較傳統(tǒng)控制增大了S2的導(dǎo)通時間，而此階段D2是反向截止的，所以減少了D2的導(dǎo)通時間，因此降低了D2的導(dǎo)通損耗。圖3-6均流后電路損耗與原電路損耗對比3.4DCM模式均流策略在電流變小或者電感過小的輕載情況下，變換器可能進(jìn)入DCM模式。由已有分析可知，N相串接電容式Boost變換器只有0<D≤1/N存在相電流不相等的情況，且解決方案基本相似，因此本文僅以兩相變換器為例進(jìn)行DCM模式下的均流策略分析。從2.5小節(jié)的分析可以看出，當(dāng)A相開始放電時，由于電路處于DCM模式，B相電感初始電流為0，而D2導(dǎo)通使得B相電感反向充電。若能去掉該模態(tài)，便能解決變換器負(fù)向電流的問題。因此，考慮當(dāng)A相MOS管關(guān)斷、L1開始放電時Ploss(均流后)Ploss(W)DPloss(未均流)0.5

【參考文獻(xiàn)】：
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本文編號：3379317