【摘要】：PWM整流器因其具有能量雙向傳輸,網(wǎng)側(cè)電流正弦化,單位功率因數(shù)等特點,可以實現(xiàn)電能的綠色轉(zhuǎn)換,所以被廣泛的應(yīng)用于工業(yè)生產(chǎn)中。本文對PWM整流器在平衡電網(wǎng)以及不平衡電網(wǎng)下建立相應(yīng)的數(shù)學(xué)模型,并闡述相關(guān)參數(shù)的設(shè)計。通常,對于處在電網(wǎng)電壓不平衡故障時的三相PWM電壓源型整流器,可以將輸入電壓等效成三相對稱的正、負序以及零序電壓之和。這一方法需要進行復(fù)雜的坐標變換,且不能同時對網(wǎng)側(cè)電流和直流側(cè)電壓進行控制,本文基于擴展瞬時功率,提出如下兩種在靜止坐標系下對PWM整流器的控制策略。(1)首先,對擴展瞬時功率下的整流器進行功率分析,得出不平衡電網(wǎng)條件下單位周期內(nèi)的網(wǎng)側(cè)電感吸收和釋放能量不一致,進而,提出一種靜止坐標系下的輸出功率方法;擴展無功率的計算中涉及延遲量的求取,傳統(tǒng)的方式是延遲1/4周期法,該方法容易對系統(tǒng)引入時間延遲,本文對此進行改進;考慮到電流內(nèi)環(huán)的PR控制器在實際生產(chǎn)中較難計算參數(shù),本文將準PR控制與PR控制器進行對比,分析得到準PR控制器在諧振頻率處可以實現(xiàn)正弦信號的無靜差控制,故用準PR控制器代替?zhèn)鹘y(tǒng)的PR控制器。(2)首先,對PWM整流器建模分析,獲得靜止坐標系下的預(yù)測功率控制模型;其次,通過使單位周期內(nèi)的有功功率和無功功率等于給定的參考值,獲得控制電壓的矢量表達式,并推導(dǎo)出可以滿足不平衡電網(wǎng)條件下整流器控制要求的功率補償。對所設(shè)計的兩種方法,在Matlab/Simulink上搭建相應(yīng)的仿真模型,通過仿真驗證這兩種方法的正確性和有效性,并將仿真結(jié)果進行比較分析。
【學(xué)位授予單位】：蘭州交通大學(xué)
【學(xué)位級別】：碩士
【學(xué)位授予年份】：2018
【分類號】：TM461
【圖文】：

0ω∫z圖4.3 基于SOGI的帶通濾波器數(shù)為：012 20 0( )yk sG sV s k sωω ω= =+ +2022 20 0( )zkG sV s k sωω ω= =+ + ω0=ω（電網(wǎng)角速度）以及 k 的話，y 以及 z 都一樣的幅值以及相角，并且 z 同 V 的基波分量對于電壓諧波并不敏感同時能夠?qū)崿F(xiàn)無靜差的

圖 4.5 在不同的 k 值時的階躍響應(yīng)在0ω 值明確之后，閉環(huán)傳函的性質(zhì)僅與 k 圖以及階躍響應(yīng)曲線，系統(tǒng)在諧振頻率處幾波動。可以看出當 k 值變小濾波器帶寬變窄致系統(tǒng)的動態(tài)性能變緩。所以確定 k 值的時。器或常量的情況下，控制器需要含有一個 1/s入信號為 A sin( ω t+ )的時候，只有控制器傳，才可以確保被控量的頻率以及形狀不發(fā)其輸入信號的無靜差控制。所以為實現(xiàn)可以的電流內(nèi)環(huán)控制器采用 PR 控制器[42]來滿足

PR*s PRss PRr diss( )(1.5 1) ( )1.5 1(1.5 1)( r) ( )i iLs r Ts G sTseTs Ls G si iα αα α α=+ + ++++ + += +(4.24)其中，PR 控制器的幅值為2 r 020 p2 202( ) ( )kA kωωω ω= + +，該幅值在基波角頻率處趨緊于無窮大,因此當式子在頻率0ω 時，irα=i*α，idissα=0，可以實現(xiàn)靜態(tài)無偏差控制。由于電流內(nèi)環(huán)的 PR 控制器只有在基波角頻率才能實現(xiàn)電流的無靜差跟蹤，但在非基波角頻率的增益很小，帶寬很窄，實際系統(tǒng)中元件參數(shù)很難精確計算，基于上述原因，有學(xué)者提出準 PR 控制 GQPR(s)[43,44]：r cQPR p2 2c 0( )2k sG s ks sωω ω= ++ +(4.24)

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本文編號：2759510