在儲(chǔ)能系統(tǒng)、電動(dòng)汽車(chē)、固態(tài)變壓器等應(yīng)用場(chǎng)合中,需要通過(guò)隔離型雙向DC/DC變換器實(shí)現(xiàn)電氣隔離和雙向功率調(diào)節(jié)。雙有源全橋變換器（Dual Active Bridge Converter,DAB）能滿足上述應(yīng)用場(chǎng)合的多種需求,同時(shí)由于其無(wú)源元件少、控制靈活等優(yōu)點(diǎn),有著巨大的應(yīng)用前景。傳統(tǒng)兩電平DAB變換器在端電壓大范圍變化的場(chǎng)合中,難以精確控制各器件的開(kāi)關(guān)電流,軟開(kāi)關(guān)范圍受限,不利于進(jìn)一步提升裝置的功率密度和效率。多電平DAB變換器通過(guò)引入可控的中間電平,增加了控制自由度,從而能更加靈活地控制電感電流,為解決上述問(wèn)題提供了有效途徑�；旌闲腿娖诫p有源橋（Hybrid Three-level DAB,H3L-DAB）變換器采用三電平和兩電平的混合結(jié)構(gòu),相對(duì)于傳統(tǒng)的兩電平DAB變換器,僅增加了兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件,結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本可控,有著良好的實(shí)用價(jià)值。首先,本文以H3L-DAB變換器為研究對(duì)象,首先詳細(xì)分析了H3L-DAB變換器在PWM+移相控制下的工作原理,劃分了工作模式,分析了變換器工作特性和軟開(kāi)關(guān)特性。在此基礎(chǔ)上,論文針對(duì)H3L-DAB變換器在輸入高電壓、輸出大電流場(chǎng)合的應(yīng)用,提出了多目標(biāo)優(yōu)化... 

【文章來(lái)源】：杭州電子科技大學(xué)浙江省

【文章頁(yè)數(shù)】：83 頁(yè)

【學(xué)位級(jí)別】：碩士

【部分圖文】：

Pn,t=0.3且M=0.4時(shí)，I2n,rmsvsDss的關(guān)系曲線

杭州電子科技大學(xué)（碩士）學(xué)位論文28通損耗的考慮，可以得到如下多目標(biāo)優(yōu)化控制策略:()ss,zvzcss,zvzcs0,zvzcp0,zvzcs0,zvzcss,zvzc1,ap1,zvzcs0,zvzcp0,zvzc112211DxDDMDDDDMDD===++=+(3.16)其中，x為一個(gè)中間變量，由外環(huán)控制器的輸出計(jì)算得到。在此基礎(chǔ)上根據(jù)式(3.16)計(jì)算出各控制變量的值。在模式1中，Ds0的取值范圍為[0,1]，因此，根據(jù)式(3.16)，Dss的取值范圍應(yīng)為[0,12M]，即x∈[0,12M]。根據(jù)控制變量的取值范圍，結(jié)合上一章分析的功率傳輸特性，可以得到對(duì)應(yīng)的傳輸功率范圍為：(())22n,t1,aP04M12M,(3.17)此時(shí)的功率上限較小，為了拓寬在該模式下功率上限，需要進(jìn)一步分析，當(dāng)傳輸功率達(dá)到上限時(shí)，Ds0減小到0。若繼續(xù)增大功率，則需要固定Ds0為0。此時(shí)，為了實(shí)現(xiàn)副邊器件的ZCS，Dp1仍需滿足ZCS條件，而S6實(shí)現(xiàn)ZVS則要求Dp0按式(3.12)進(jìn)行計(jì)算，綜合上述分析得到如下控制策略的表達(dá)式：ss,zvzcs0,zvzcp0,zvzcss,zvzc1,ap1,zvzcp0,zvzc021DxDDDDMD===+=+(3.18)此時(shí)x的取值限制在[12M,1Mδ1,a]范圍內(nèi)�？蓪⒐β噬舷尥貙捴�()21,a4M12M，增加了該模式內(nèi)的功率范圍。3.2.20.5<M<1工況圖3.5Pn,t=0.2且M=0.6時(shí)，I2n,rmsvsDss的關(guān)系曲線對(duì)于0.5<M<1的情況，在不同的電壓傳輸比下，雖然電感電流上升和下降率略有不同，但基本的電流計(jì)算方式不變，因此，式(3.9)中對(duì)于各器件開(kāi)關(guān)點(diǎn)電

杭州電子科技大學(xué)（碩士）學(xué)位論文31()()()p0inoutssp0sLTiDTvNvDDL=+(3.25)在模式4的定義域中，始終有DssDp0≥0，因此S6能實(shí)現(xiàn)ZVS�？紤]實(shí)際應(yīng)用中，死區(qū)時(shí)間內(nèi)器件結(jié)電容放電所需的電流，則應(yīng)使得DssDp0≥δ4,a。其中，δ4,a表示模式4中的ZVS裕量因子，用于設(shè)置在開(kāi)關(guān)管S6動(dòng)作的過(guò)程中的電流大小，從而使得在死區(qū)時(shí)間內(nèi)釋放對(duì)應(yīng)器件結(jié)電容電荷，其具體取值與上一節(jié)δ1,a的取值分析方法類(lèi)似，在此不做贅述。與此同時(shí)，考慮變換器的導(dǎo)通損耗，電流有效值和Dp0的關(guān)系如圖3.7所示。Dp0越小，S6ZVS電流越大，更容易完全釋放結(jié)電容電荷。因此，可直接將Dp0設(shè)置為0。同時(shí)，還能降低控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)的難度。圖3.7Pn,t=0.35且M=0.4時(shí)，I2n,rmsvsDp0的關(guān)系曲線綜合上述對(duì)副邊器件ZCS，原邊器件ZVS和電流有效值三個(gè)方面的考慮，結(jié)合模式4對(duì)于控制坐標(biāo)的約束，對(duì)于M<0.5工況，可以得到如下多目標(biāo)優(yōu)化控制方程：ss,zvzcp0,zvzcs0,zvzcp1,zvzcss,zvzc00214DxDDDMD====+(3.26)采用式(3.26)中控制方法時(shí)，S3導(dǎo)通時(shí)電感電流為iL((Dss+Ds0)T)=(vinNvout)(3Dss+2M1)T/Ls，因此，為了保證在S3開(kāi)通過(guò)程中有足夠的電流釋放其結(jié)電容電荷，同時(shí)結(jié)合模式4的定義域，x的取值范圍為[(12M)/3+δ4,a,(1M)/2]，根據(jù)該變量取值范圍，結(jié)合上一章分析的功率特性，可以求出在該控制方程下的功率范圍為：(())()24,a4,a2n,t412613,213MMMMPMM++(3.27)

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