4GHz帶寬任意波形發(fā)生器調(diào)理通道模塊設(shè)計(jì)
發(fā)布時間：2021-01-18 12:56
高帶寬任意波形發(fā)生器在工業(yè)、軍事等諸多領(lǐng)域中具有重要應(yīng)用價值。任意波形發(fā)生器調(diào)理通道作為儀器輸出端,決定儀器的模擬帶寬、輸出幅度以及波形純度等多項(xiàng)指標(biāo)。因此,對任意波形發(fā)生器調(diào)理通道的研究具有重要意義。為實(shí)現(xiàn)4GHz帶寬任意波形發(fā)生器調(diào)理通道,本文主要做了以下工作:1.實(shí)現(xiàn)高波形純度的輸出信號。對調(diào)理通道模塊的輸入信號進(jìn)行頻譜特性分析,得到輸出信號包含nfs?fo鏡像頻率分量的結(jié)論。針對鏡像頻率雜散,采用LTCC低通濾波器,設(shè)計(jì)前級濾波電路。針對調(diào)理通道中放大器等有源器件引入的諧波噪聲,進(jìn)行濾波網(wǎng)絡(luò)分段,采用高帶寬切換器件和不同截止頻率的LTCC低通濾波器,設(shè)計(jì)了多級濾波電路。最終實(shí)現(xiàn)DC4GHz頻帶范圍內(nèi)最高-60dBc的無雜散動態(tài)范圍指標(biāo)。2.實(shí)現(xiàn)寬帶信號幅度調(diào)理。對調(diào)理通道模塊的輸入信號進(jìn)行幅度特性分析,得到單端輸入電壓范圍為200mVpp936mVpp的結(jié)論。結(jié)合某型4GHz帶寬任意波形發(fā)生器的幅度指標(biāo),進(jìn)行了幅度區(qū)間劃分設(shè)計(jì)。采用高帶寬切換器件和不同衰減值的同系列固定衰減器,設(shè)計(jì)了多級衰減...
【文章來源】： 嚴(yán)進(jìn)林 電子科技大學(xué)
【文章頁數(shù)】：105 頁
【學(xué)位級別】：碩士
【部分圖文】：
差分信號對干擾噪聲的抑制原理
第二章總體方案設(shè)計(jì)21設(shè)計(jì)簡單。缺點(diǎn)在于，運(yùn)算放大器將會引入諧波等噪聲，對信號質(zhì)量造成影響。同時這種方案也受到運(yùn)算放大器器件本身的帶寬和輸出幅度等指標(biāo)的限制而不能對本設(shè)計(jì)中頻率高達(dá)4GHz、幅度達(dá)到2Vpp的波形信號加偏。第二種方案，通過控制OCMV引腳來控制全差分放大器的共模輸出電壓，功能框圖如圖2-8所示。OCMV引腳電壓和輸出電壓間存在關(guān)系：()()2OUTOUTOCMVVV++=（2-10）這種方案的優(yōu)勢在于不添加任何外部電路，僅通過控制芯片管腳電壓實(shí)現(xiàn)了直流偏移。缺點(diǎn)在于，OCMV共模輸出電壓控制引腳僅存在在于全差分放大器中，并且OCMV共模輸出電壓指標(biāo)較低。例如具有代表性的高帶寬全差分放大器ADL5569，共模輸出電壓范圍為0.25V，不滿足本設(shè)計(jì)0.5V的直流偏移指標(biāo)。更為重要的是，引腳電壓OCMV為零時，輸出信號的諧波失真最低；引腳電壓OCMV的絕對值越大，輸出信號的諧波失真越大。因此這種方案不適用于對偏移電壓范圍和波形純度有較高要求的設(shè)計(jì)。圖2-8全差分放大器的共模輸出電壓第三種方案是將一個直流電平通過一個電阻加到主信號上，根據(jù)疊加原理可得到一個帶有直流偏移量的主信號。這個方案的優(yōu)點(diǎn)是構(gòu)造簡單，使用了對質(zhì)量的影響很小無源器件電阻。但是這個方案的不足是電阻帶來的分壓會對主信號的幅度造成一個衰減，以及電阻并聯(lián)將會對阻抗匹配帶來不便，設(shè)計(jì)時需多加注意。針對低頻信號而言，電阻并聯(lián)所帶來的阻抗失配的影響較高頻時小，且對低頻信號進(jìn)行幅度衰減預(yù)補(bǔ)償也比對高頻更簡單。所以在頻率為1GHz及以下時采用電阻加偏法是比較合適的。第四種方案是采用集成無源器件直流偏置器件（biastee）。直流偏置器可以給一個射頻信號加上一個直流偏置電壓，其功能框圖如圖2-9所示。這
第二章總體方案設(shè)計(jì)23如圖2-10所示。可以在Matlab中，通過編寫程序反求20%幅度和80%幅度所對應(yīng)的時間，從而得到該方波的上升/下降為158ps。圖2-10方波及沿的波形（n=10時）頻率不變，當(dāng)公式中n為30，高次諧波分量保留到3GHz時，方波的上升/下降邊沿更陡峭，與理想方波更為接近，如圖2-11所示。此時上升/下降時間通過編程計(jì)算得到為52ps。圖2-11方波及沿的波形（n=30時）通過以上兩圖看出，方波具有的諧波分量的階次越高，其上升/下降時間越�？梢酝ㄟ^仿真得到，對于重復(fù)頻率為100MHz的方波，理論上，它的諧波分量保留到n為18時，上升/下降時間為88ps，已經(jīng)小于90ps的項(xiàng)目指標(biāo)。但是在實(shí)際工程實(shí)踐中，考慮高頻信號的衰減，方波的上升/下降沿與高階諧波的關(guān)系為：0.40BWRT=（2-12）式中，BW表征方波最高諧波分量的頻率（單位是GHz），RT表示幅度20%到80%的上升邊（單位是ns）。根據(jù)公式計(jì)算，上升/下降時間為90ps的方波，其
本文編號：2984988
【文章來源】： 嚴(yán)進(jìn)林 電子科技大學(xué)
【文章頁數(shù)】：105 頁
【學(xué)位級別】：碩士
【部分圖文】：
差分信號對干擾噪聲的抑制原理
第二章總體方案設(shè)計(jì)21設(shè)計(jì)簡單。缺點(diǎn)在于，運(yùn)算放大器將會引入諧波等噪聲，對信號質(zhì)量造成影響。同時這種方案也受到運(yùn)算放大器器件本身的帶寬和輸出幅度等指標(biāo)的限制而不能對本設(shè)計(jì)中頻率高達(dá)4GHz、幅度達(dá)到2Vpp的波形信號加偏。第二種方案，通過控制OCMV引腳來控制全差分放大器的共模輸出電壓，功能框圖如圖2-8所示。OCMV引腳電壓和輸出電壓間存在關(guān)系：()()2OUTOUTOCMVVV++=（2-10）這種方案的優(yōu)勢在于不添加任何外部電路，僅通過控制芯片管腳電壓實(shí)現(xiàn)了直流偏移。缺點(diǎn)在于，OCMV共模輸出電壓控制引腳僅存在在于全差分放大器中，并且OCMV共模輸出電壓指標(biāo)較低。例如具有代表性的高帶寬全差分放大器ADL5569，共模輸出電壓范圍為0.25V，不滿足本設(shè)計(jì)0.5V的直流偏移指標(biāo)。更為重要的是，引腳電壓OCMV為零時，輸出信號的諧波失真最低；引腳電壓OCMV的絕對值越大，輸出信號的諧波失真越大。因此這種方案不適用于對偏移電壓范圍和波形純度有較高要求的設(shè)計(jì)。圖2-8全差分放大器的共模輸出電壓第三種方案是將一個直流電平通過一個電阻加到主信號上，根據(jù)疊加原理可得到一個帶有直流偏移量的主信號。這個方案的優(yōu)點(diǎn)是構(gòu)造簡單，使用了對質(zhì)量的影響很小無源器件電阻。但是這個方案的不足是電阻帶來的分壓會對主信號的幅度造成一個衰減，以及電阻并聯(lián)將會對阻抗匹配帶來不便，設(shè)計(jì)時需多加注意。針對低頻信號而言，電阻并聯(lián)所帶來的阻抗失配的影響較高頻時小，且對低頻信號進(jìn)行幅度衰減預(yù)補(bǔ)償也比對高頻更簡單。所以在頻率為1GHz及以下時采用電阻加偏法是比較合適的。第四種方案是采用集成無源器件直流偏置器件（biastee）。直流偏置器可以給一個射頻信號加上一個直流偏置電壓，其功能框圖如圖2-9所示。這
第二章總體方案設(shè)計(jì)23如圖2-10所示。可以在Matlab中，通過編寫程序反求20%幅度和80%幅度所對應(yīng)的時間，從而得到該方波的上升/下降為158ps。圖2-10方波及沿的波形（n=10時）頻率不變，當(dāng)公式中n為30，高次諧波分量保留到3GHz時，方波的上升/下降邊沿更陡峭，與理想方波更為接近，如圖2-11所示。此時上升/下降時間通過編程計(jì)算得到為52ps。圖2-11方波及沿的波形（n=30時）通過以上兩圖看出，方波具有的諧波分量的階次越高，其上升/下降時間越�？梢酝ㄟ^仿真得到，對于重復(fù)頻率為100MHz的方波，理論上，它的諧波分量保留到n為18時，上升/下降時間為88ps，已經(jīng)小于90ps的項(xiàng)目指標(biāo)。但是在實(shí)際工程實(shí)踐中，考慮高頻信號的衰減，方波的上升/下降沿與高階諧波的關(guān)系為：0.40BWRT=（2-12）式中，BW表征方波最高諧波分量的頻率（單位是GHz），RT表示幅度20%到80%的上升邊（單位是ns）。根據(jù)公式計(jì)算，上升/下降時間為90ps的方波，其
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