隨著互聯(lián)網(wǎng)數(shù)據(jù)中心與電動汽車的快速發(fā)展,構(gòu)建安全可靠的模塊化直流供電系統(tǒng)為該領域研究工作提供了有力保障。目前主流的數(shù)據(jù)中心直流供電系統(tǒng)普遍采用三相三電平VIENNA整流器與DC/DC變換器的兩級式級聯(lián)結(jié)構(gòu),而三相VIENNA整流器的控制性能直接決定了直流供電系統(tǒng)的安全可靠運行。本文以三相VIENNA整流器為研究對象,主要圍繞混合導通模式下的三相VIENNA整流器的電流內(nèi)環(huán)控制策略、電流有限集模型預測優(yōu)化控制(FCS-MPC)和VIENNA整流器與弱電網(wǎng)的交流級聯(lián)小信號穩(wěn)定性分析,開展了深入的研究工作。提出了一種基于占空比前饋與準比例諧振控制(QPR)復合的電流內(nèi)環(huán)控制策略,并給出了控制環(huán)路參數(shù)的優(yōu)化設計方法,有效改善了混合導通模式下VIENNA整流器的網(wǎng)側(cè)電流波形質(zhì)量。VIENNA整流器隨著輸出功率或濾波電感的減小,網(wǎng)側(cè)電流由連續(xù)運行模式過渡到斷續(xù)運行模式,從而造成網(wǎng)側(cè)電流畸變。針對這一問題,首先建立了 VIENNA整流器連續(xù)運行模式與斷續(xù)運行模式下的小信號數(shù)學模型。根據(jù)單位功率因數(shù)整流原理,在QPR控制的基礎上引入一個理想的占空比前饋環(huán)節(jié),形成一種復合型電流內(nèi)環(huán)控制策略,前饋通道快速生成基礎控制量,QPR控制器生成控制輸出增量以校正控制誤差,有效改善了 VIENNA整流器的動態(tài)響應性能和網(wǎng)側(cè)電流穩(wěn)態(tài)波形質(zhì)量。提出了一種適用于VIENNA整流器的有限集電流模型預測優(yōu)化控制(FCS-MPC)策略,實現(xiàn)了控制變量的多目標優(yōu)化并改善了網(wǎng)側(cè)電流波形質(zhì)量。通過分析VIENNA整流器開關狀態(tài)與中點電位波動的內(nèi)在聯(lián)系,根據(jù)負載電流與網(wǎng)側(cè)電流預測值直接計算得到中點電位偏差,采用MPC多目標優(yōu)化的特性,實現(xiàn)了中點電位的平衡控制。此外,針對控制延時造成的網(wǎng)側(cè)電流畸變,采用了兩拍延時補償算法,進一步改善了網(wǎng)側(cè)電流波形質(zhì)量。提出了一種基于代價函數(shù)調(diào)制的模型預測定頻控制(CFM-MPC)策略,實現(xiàn)了模型預測擇優(yōu)控制與SVPWM調(diào)制響應快速的優(yōu)點。針對FCS-MPC單周期內(nèi)開關矢量單一、開關頻率不固定進而導致網(wǎng)側(cè)電流紋波較大的問題,根據(jù)代價函數(shù)值優(yōu)選三種電壓矢量并直接計算生成優(yōu)選矢量的作用時間,該方法具有可多目標優(yōu)化、響應快速及網(wǎng)側(cè)電流波形質(zhì)量好等優(yōu)點。提出了一種三相交流級聯(lián)系統(tǒng)小信號穩(wěn)定性分析的等效判據(jù),并通過在整流器輸入端引入并聯(lián)虛擬阻抗的方法改善了弱電網(wǎng)下VIENNA整流器的穩(wěn)定性。構(gòu)建了面向交流級聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定性分析的三相VIENNA整流器降階小信號模型,分析了影響VIENNA整流器與交流弱電網(wǎng)級聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定性的因素,指出三相交流系統(tǒng)可使用d軸阻抗來簡化穩(wěn)定性的分析過程,研究了引入并聯(lián)虛擬阻抗的方式改善交流級聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定性的可行性。論文采用了理論分析、仿真優(yōu)化和實驗驗證的研究方法。針對三相VIENNA整流器系統(tǒng),建立了面向控制系統(tǒng)設計的數(shù)學模型和面向穩(wěn)定性分析的阻抗模型,構(gòu)建了相應的系統(tǒng)仿真模型和物理實驗平臺。仿真和實驗結(jié)果驗證了本文所提出的控制策略和穩(wěn)定性分析方法的有效性,也通過不同工況下的性能比較表明了本文控制策略的優(yōu)越性。本文研究結(jié)果可為提升三相VIENNA整流器的網(wǎng)側(cè)電流性能和直流側(cè)中點電位平衡提供理論參考和技術支撐。
【學位單位】：西安理工大學
【學位級別】：博士
【學位年份】：2020
【中圖分類】：TM461
【部分圖文】：

系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖??継廳供電腫丨?］??３８ＱＶ?＞｜?ＡＣ／ＤＣ?—「ＤＣ／ＤＣ?＿｜－＇４０Ｖ?Ｄ（：?Ｊ?ｙ?－４０ＶＤＣ＊?制板｛．??３０／ＡＣ?１?Ｐ?土?＿３ｌ?１?巾風ｒ?負載??％?？?＾?Ｌ??硬盤?一??蓄電池?—?ｌ?＾?Ｌｒａ????—二?１ＬＹＤＣ?ＰＤＵ??１????運荇致単＝９６％?ｘ?兩化?ｘ?９４％?ｘ?８８％?—＝?０．７７８一??（ｂ）?２４０Ｖ高壓直流供電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖??圖１－１數(shù)據(jù)機房供電系統(tǒng)架構(gòu)??Ｆｉｇ．?１－１?Ｐｏｗｅｒ?ｓｕｐｐｌｙ?ｓｙｓｔｅｍ?ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ?ｏｆ?ｄａｔａ?ｒｏｏｍ??１??

次等）含量較高，并網(wǎng)電流往往呈尖脈沖形式（圖ｌ－２ｂ）。為滿足諧波要求，大功率應用場??合常通過多組６脈波整流并聯(lián)形式構(gòu)成如１２、１８、２４脈波整流形式，從而消除低次諧波。??但由于存在網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量差，開關應力低等缺點ｓ較少用于數(shù)據(jù)中心直流供電場合１２３＿２５］。??＋??１０???一?辨??〇ａｎＺ＼?Ｄｂｎ２＼Ｄｃｎ＾?－１０????０．１２?０．１６?０．２????ＩＩ?－?Ｔｉｍｅ?（ｓ）??（ａ）不控整流電路拓撲?（ｂ）網(wǎng)側(cè)電流典型波形??圖１－２二極管整流電路拓撲與網(wǎng)側(cè)電流波形??Ｆｉｇ．?１－２?Ｃｉｒｃｕｉｔ?ｔｏｐｏｌｏｇｙ?ａｎｄ?ｇｒｉｄ－ｃｕｒｒｅｎｔ?ｗａｖｅｆｏｒｍ?ｏｆ?ｄｉｏｄｅ?ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ??３??

電流諧波含犛提升并網(wǎng)性能［２６］。Ｈ相??ＰＷＭ整流器輸出電流的典型波形如圖ｌ－４（ｂ）所示，由于ＰＷＭ整流橋網(wǎng)側(cè)的電流源特性，??使得其應用范圍廣泛并取得了飛速發(fā)展。但是，為進＾步提高供電功率，實際：ｒ程中往往??需要采用多個ＰＷＭ整流模塊并聯(lián)結(jié)構(gòu)，導致系統(tǒng)控制復雜且存在開關管均壓等不確定性??痛氣??詞１０?｜ａ?｜ａ?ｉａ?！Ａ?�。�??－１°?０．１２?〇．１６?〇２??Ｌ?Ｌ?「Ｉ?－?Ｔｉｍｅ?（ｓ）??（ａ）六開關電路拓撲?（ｂ）網(wǎng)側(cè)電流典型波形??圖１－４三相ＰＷＭ整流器電路拓撲與網(wǎng)側(cè)電流波形??Ｆｉｇ．?１－４?Ｃｉｒｃｕｉｔ?ｔｏｐｏｌｏｇｙ?ａｎｄ?ｇｒｉｄ－ｃｕｒｒｅｎｔ?ｗａｖｅｆｏｒｍ?ｏｆ?ｔｈｒｅｅ?ｐｈａｓｅ?ＰＷＭ?ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ??針對Ｈ相兩電平ＰＷＭ橋式電路開關電壓應力高，網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量差等缺點，有學者相??繼提出了多種不同結(jié)構(gòu)的多電平電路拓撲。３電平并網(wǎng)變換器輸出電平多、電平跳變孝??輸出波形階梯多，因此和兩電ｆ電路相比，并網(wǎng)電流更趨近于正弦，網(wǎng)側(cè)輸出電流諧波含??暈小，開關器件等效開關頻率增大，器件損耗減小，因此整機效率更高［２９＿３叱目前，常見??４??
【參考文獻】

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本文編號：2871275