漂移階躍恢復(fù)二極管（DSRD）具有開關(guān)速度快、重頻高、工作電流大等優(yōu)點,在脈沖功率技術(shù)中很有應(yīng)用前景。研究了一種基于磁飽和變壓器的DSRD泵浦電路拓撲結(jié)構(gòu),具有體積小、重量輕、可靠性高等特點。根據(jù)DSRD的工作要求,采用功率MOSFET作為初級開關(guān),結(jié)合磁飽和變壓器的升壓和磁開關(guān)特性,設(shè)計了DSRD的泵浦電路。利用Pspice軟件對電路進行了仿真分析,驗證了電路原理的正確性。在仿真分析的基礎(chǔ)上,完成了一臺原理樣機的設(shè)計和電路實驗。實驗結(jié)果表明,該電源樣機在前級充電電壓800 V條件下,50Ω負載上產(chǎn)生的脈沖幅值大于7 kV,前沿小于4.2 ns（10%～90%）,半高寬約10 ns。 

【文章來源】：強激光與粒子束. 2020,32(02)北大核心CSCD

【文章頁數(shù)】：5 頁

【部分圖文】：

脈沖電源電路原理圖

利用電路仿真軟件Pspice，可以根據(jù)不同的電路參數(shù)進行仿真計算，驗證電路原理的正確性。脈沖電源的Pspice模型如圖2(a)所示，耦合電感的磁芯可根據(jù)材料的特性進行調(diào)整，匝數(shù)比為1∶4，設(shè)置了電感L1作為飽和電感（同時也作為諧振電感的一部分），開關(guān)S4模擬DSRD的開關(guān)特性，仿真結(jié)果見圖2(b),(c)。通過仿真分析，驗證了該電路前級的開關(guān)和磁芯變壓器能夠產(chǎn)生DSRD工作所需的電流波形。在充電電壓700 V時，次級電容電壓最大約1 600 V，小于變壓器變比，原因主要是變壓器勵磁電感較小，在正向泵浦電流末期，變壓器磁芯已經(jīng)接近飽和。該電路的正向泵浦時間約120 ns，電流峰值約45 A，此時變壓器初級電流為180 A；反向泵浦電流峰值約160 A。脈沖幅值和底寬受電感L1和變壓器電感影響，輸出電壓約7 kV，底寬約15 ns。根據(jù)電路計算和仿真結(jié)果可知，要在前級充電電壓一定時得到最大幅值的脈沖，即在次級電容上得到最大的儲能，變壓器應(yīng)在次級電流換向點附近飽和。為在50Ω負載上得到幅值大于18 kV的脈沖，初級開關(guān)S1的功率需大于1 500 V/400 A。脈沖后沿按照飽和電感和負載組成的RL電路進行放電，因此需準確控制飽和電感的數(shù)值。

考慮到工作電壓和電流的要求，初級開關(guān)S1選擇Cree公司的C2M0045170D型SiC MOSFET，該器件的漏源擊穿電壓VDSmax=1 700 V，導(dǎo)通及關(guān)斷時間tr,tf均小于20 ns，漏極連續(xù)電流ID=72 A，脈沖電流IDpulse=160 A，可通過并聯(lián)使用，滿足功率需求。變壓器磁芯選擇鎳鋅鐵氧體磁環(huán)，磁環(huán)尺寸約47 mm×27 mm×28 mm，變壓器匝數(shù)比為1∶4，副邊采用多繞組并聯(lián)以降低漏感及飽和電感。初級儲能電容采用薄膜電容，容值33 nF，耐壓3 000 V，次級電容使用高壓陶瓷電容，容值1.8 nF，耐壓30 kV。輸出電壓脈沖利用50Ω的同軸線RG214，經(jīng)過衰減器連接到示波器進行測量。該實驗電路的時序控制電路，使用Altera公司的MAX II型CPLD芯片編程實現(xiàn)。時鐘單元產(chǎn)生的時鐘信號，經(jīng)隔離芯片控制IXYS公司的IXDN614芯片，實現(xiàn)對MOSFET的驅(qū)動。

【參考文獻】：
期刊論文
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本文編號：3107956