采用GF 55 nm CMOS工藝,設(shè)計一種可應(yīng)用于調(diào)頻連續(xù)波（Frequency Modulated Continuous Wave,FMCW）雷達系統(tǒng)中的低相噪、低功耗連續(xù)調(diào)諧雙核電感電容壓控振蕩器（Voltage-Controlled Oscillator,VCO）.該VCO通過三線圈變壓器將兩個振蕩核心和緩沖放大器相互耦合.通過雙核耦合結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了低相位噪聲,同時也保證了較寬的連續(xù)頻率調(diào)諧范圍.采用電流復(fù)用技術(shù),將緩沖放大器通過中心抽頭變壓器與核心電路耦合,大幅降低了由雙核結(jié)構(gòu)引起的高功耗,同時為電路提供了較高的輸出功率,解決了雙核耦合VCO的質(zhì)量因數(shù)（Figure of Merit,FoM）普遍較差的問題.后仿結(jié)果表明,該VCO實現(xiàn)了28 G～32 GHz的13%的連續(xù)頻率調(diào)諧范圍,相位噪聲在1 MHz偏移下低至-105 dBc·Hz-1.在1. 2 V電源電壓下,包括緩沖放大器在內(nèi)的總直流功耗僅為13. 5 mW,輸出功率可達4. 5 dBm.電路實現(xiàn)了183 dBc·Hz-1的FoM. 

【文章來源】：南京大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)). 2020年02期 北大核心

【文章頁數(shù)】：6 頁

【部分圖文】：

圖1 雙核VCO電路結(jié)構(gòu)圖

耦合系數(shù)k大的變壓器不僅可以提高所需諧振頻率下的振蕩穩(wěn)定性，也能提高諧振腔的Q值[15].設(shè)計的三線圈變壓器如圖2所示，采用堆疊耦合和同心耦合相結(jié)合的方式來設(shè)計三線圈變壓器，既保證了較大的耦合系數(shù)k，又節(jié)省面積.由于連接關(guān)系的限制，L1和L2的中心抽頭方向應(yīng)保持一致，分別設(shè)計在最頂層的兩層金屬上.L3為了獲得盡可能大的Q值，被設(shè)計在最頂層金屬上，與L1同心耦合.L2被堆疊在L1和L3之間的空隙下，這樣可以降低疊加耦合帶來的耦合電容，從而提高變壓器的自諧振頻率.L1和L2分別處于兩個不同厚度的金屬層，但是在30 GHz左右的振蕩頻率下，趨膚效應(yīng)占主導(dǎo)地位，因此，大多數(shù)電流在靠近由趨膚深度限定的導(dǎo)體表面的較窄空間內(nèi)流動.所以不同的金屬厚度對變壓器線圈性能的影響較小[16].這使得這兩個振蕩核心的不對稱性不那么明顯.L1,L2和L3的外徑分別為62μm,74μm和84μm，線圈寬度分別為11μm,7μm和9μm.L1與L3的線圈間距為2μm.使用仿真軟件對設(shè)計的變壓器進行仿真，得到L1,L2和L3的自感分別為111.53 pH,110.71 pH和110.99 pH,Q值分別為13,12,11，耦合系數(shù)k12,k13和k23分別為0.8,0.67和0.71.

采用GF 55 nm CMOS工藝對電路進行設(shè)計和仿真.本文設(shè)計的電流復(fù)用變壓器耦合輸出緩沖放大器的雙核VCO的版圖如圖3所示.包含pad的版圖面積為（0.47×0.59)mm2，而VCO電路的面積僅為（0.22×0.22)mm2.為減小相位噪聲，以完全對稱的形式對版圖進行電路布局，選取最底層兩層金屬共同為地.由VCO版圖提取出相關(guān)寄生參數(shù)，使用仿真軟件對電路進行后仿.如圖4所示，VCO可實現(xiàn)覆蓋28.18 G到32.04 GHz的12.8%的連續(xù)頻率調(diào)諧范圍，該結(jié)果是通過同時調(diào)諧兩個VCO振蕩核心得到的.可以看出，當調(diào)諧電壓在0～0.9 V的范圍內(nèi)變化時頻率調(diào)諧范圍的線性度良好，KVCO幾乎不變，這一點對于后續(xù)鎖相環(huán)（PLL）的設(shè)計是非常有利的.圖4中也顯示了仿真得到在不同頻率下的1 MHz偏移處的相位噪聲.在整個調(diào)諧范圍內(nèi)相位噪聲均低于-102.5 dBc·Hz-1.

【參考文獻】：
期刊論文
[1]X波段FMCW導(dǎo)航雷達射頻前端設(shè)計與實現(xiàn)[J]. 蔣青,羅棟梁,劉峰.  重慶郵電大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)版). 2018(05)
[2]一種高頻LC-VCO相位噪聲的分析方法[J]. 武照博,王興華,王征晨.  微電子學(xué)與計算機. 2018(04)



本文編號：2946176