為進(jìn)一步提高無(wú)線通信系統(tǒng)中數(shù)據(jù)高速傳輸?shù)哪芰?需要系統(tǒng)之中的耗能模塊擁有更加高效節(jié)能和寬頻率覆蓋的特性。而Doherty功率放大器作為通信系統(tǒng)中的主要供能和耗能模塊,其工作效率的提升以及工作頻率的拓寬是眾多研究者們一直探索的。本文初期通過(guò)查閱大量相關(guān)文獻(xiàn)資料,分析近年來(lái)Doherty功率放大器的發(fā)展趨勢(shì),闡述了基站Doherty工作原理及其性能提升方法,著重對(duì)Doherty的效率和帶寬兩個(gè)性能展開(kāi)深入研究,設(shè)計(jì)面向5G通信應(yīng)用的寬帶寬高效率Doherty功率放大器。主要的工作流程開(kāi)展及創(chuàng)新性如下:1、對(duì)功率放大器的主要性能指標(biāo)進(jìn)行綜述,并著重討論效率和帶寬對(duì)功率放大器的性能影響。對(duì)傳統(tǒng)Doherty功率放大器的工作原理進(jìn)行深入研究,先后分析了負(fù)載調(diào)牽引理論、Doherty功率放大器的幾種工作狀態(tài),以及Doherty提升回退效率的緣由,肯定了 Doherty結(jié)構(gòu)的巨大優(yōu)勢(shì)。2、研究傳統(tǒng)Doherty功率放大器進(jìn)一步提升效率的多種設(shè)計(jì)方案,最終選擇了將F類功率放大器與Doherty功率放大器相結(jié)合的設(shè)計(jì)方法,先通過(guò)分析F類功率放大器效率提升的基本原理,接著討論將F類功率放大器與Doherty功率放大器結(jié)合的可行性并最終擬定結(jié)合的方案。3、研究限制Doherty功率放大器帶寬的主要因素,著重分析Doherty功放負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)中阻抗變換線對(duì)工作帶寬的影響,在平行式Doherty功率放大器的設(shè)計(jì)理念上進(jìn)行改進(jìn),通過(guò)調(diào)整阻抗變換線的阻抗變換比來(lái)減低Doherty功率放大器的分?jǐn)?shù)帶寬,得到一種比平行式Doherty功放更為緊湊的寬帶Doherty功放設(shè)計(jì)方法。同時(shí),相對(duì)于傳統(tǒng)Doherty功率放大器,所設(shè)計(jì)的新型Doherty功率放大器帶寬更寬。將F類功率放大器與Doherty結(jié)構(gòu)相結(jié)合,并改進(jìn)負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò),最終設(shè)計(jì)出具有寬帶寬、高效率的F類Doherty功率放大器,該方案旨在提升傳統(tǒng)Doherty功放的帶寬和效率性能,設(shè)計(jì)出綜合性能優(yōu)異的功率放大器以滿足未來(lái)5G通信應(yīng)用的需要,在連續(xù)波測(cè)量下,該功率放大器能夠在在3.0-4.0GHz頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)61%-71%的飽和漏極效率,6dB回退效率大于35%(最高效率為52%)。其綜合性能比傳統(tǒng)Doherty功率放大器更加優(yōu)秀。此外,在3.46GHz-3.54GHz頻帶內(nèi),通過(guò)20MHz LTE調(diào)制信號(hào)進(jìn)行測(cè)量并結(jié)合數(shù)字預(yù)失真技術(shù)評(píng)估其線性化性能,輸出信號(hào)的ACLR值低于-46dBc。
【學(xué)位單位】：杭州電子科技大學(xué)
【學(xué)位級(jí)別】：碩士
【學(xué)位年份】：2019
【中圖分類】：TN722.75;TN929.5
【部分圖文】：

自激振蕩從而影響功率放大器的穩(wěn)定性，因此如何提高放大器的穩(wěn)定成為功放設(shè)計(jì)的重中之逡逑重［４９】。逡逑我們假設(shè)圖２．１所示的是一個(gè)代表功率放大器的雙端口網(wǎng)絡(luò)，如果Ｓ１２＃０，則輸入反射系逡逑數(shù)ｒｍ與任意負(fù)載阻抗以及輸出反射系數(shù)與任意源阻抗ｚｓ的關(guān)系可以表示為：逡逑＊５＊１２＊＾２１＾１逡逑＋邐（２．１）逡逑ｒ0ｕｔ邋＝邋Ｓ２２邋＋邐（２．２）逡逑如果電路無(wú)條件穩(wěn)定，那么任何源或負(fù)載可以連接到電路的輸入或輸出端而不產(chǎn)生振蕩。逡逑對(duì)于整個(gè)設(shè)備的Ｓ參數(shù)而言，如果同時(shí)滿足（２．３）、（２．４）這兩個(gè)不等式，就能保證二端口逡逑網(wǎng)絡(luò)的穩(wěn)定性。逡逑Ｚｓ邐邐逡逑ｒ－＾ＡＡ—Ｏ邐邐邐Ｏ邐１逡逑ＶＳ９邋＾邋＾邐Ｚ0邐＾邋＾邐＆逡逑Ｉ邐0邐邐邐0邐１逡逑ｒｓ邋ｒ；ｎ邐ｒ0ｕｔ邋Ｔｌ逡逑圖２．１兩端口網(wǎng)絡(luò)模型逡逑｜５Ｕ｜邋＜邋１邋ａｎｄ邋＼Ｓ２２＼邐＜邋１邐（２．３）逡逑＼ｒｉｎ＼＜ｌａｎｄ邋＼ｒ0ｕｔ＼＜ｌ邐（２．４）逡逑１邋＋邋＼ＳｎＳ２２邋￣邋＾１２＾２ｌ｜２邋—邋ｌ＾ｌｌｌ２邋—邋ｌ＾２２｜２邋＾邋＾邐Ｍ《、逡逑Ｋ邋＝邐邐＞Ｘ邋（２．５）逡逑當(dāng)｜ｒｓ｜＜ｌ且｜ｎ｜＜ｌ時(shí)，可以推導(dǎo)出式（２．５）中的不等式關(guān)系，這里稱Ｋ為功率放大器的逡逑８逡逑

上并不存在，它包括三階截止輸入點(diǎn)ＩＩＰ３和三階截止輸出點(diǎn)0ＩＰ３。使用兩個(gè)緊密間隔的頻率信逡逑號(hào)／ｉ和／２入射到功率放大器時(shí)，在其輸出端除了包含這兩個(gè)信號(hào)以外，還包含ｍ／＾ｎ／２的互調(diào)逡逑產(chǎn)物，其中ｍ＋ｎ被稱為互調(diào)（ＩＭ）乘積的階數(shù)。如圖２．２所示的是互調(diào)產(chǎn)物的分布圖�？梢钥村义铣龇植荚谕◣蓚�(cè)２／＇１－／２和２／２－／１由于與主信號(hào)頻率八以及／２非常接近，因此將對(duì)主信號(hào)頻率逡逑產(chǎn)生較大的影響，也是互調(diào)失真的主要來(lái)源。逡逑“邋Ｐ逡逑通帶逡逑ｐ．，邐．干邐逡逑ｔ邋ＩＭＤ３邐ｔ邐｜邐｜逡逑Ｐ２ｃ0Ｊ－ｃ0２邋邐？」？？？？？？邐Ａ邐Ａ邐“逡逑０）逡逑ｃ0２￣⑴邋１邐ｃ0ｊ邋ｃ0２邐２（０］邋２ｃ0２邋３（0ｊ邋／邐＼邋３ｃ0２逡逑２（0ｉ－（0２邐２0）２－（0ｉ邐（0ｉ＋（0２邐２邋ＣＯ邋１＋ＣＯ邋２邋２ｃ0２＋（0１逡逑圖２．２互調(diào)產(chǎn)物與主信號(hào)分布圖逡逑定義ＩＭＤ３為三階互調(diào)分量的功率差，那么可以得到ＩＭＤ３的計(jì)算公式：逡逑ＩＭＤ３＾邋Ｐ（0ｉ－Ｐ２ｃ0ｉ．ａ）２（ｄＢｃ）邐（２．１３）逡逑由此，可以推出三階截止輸出點(diǎn)和截止輸入點(diǎn)ｏｉｐ３、ｉｉｐ３Ｓ：逡逑１０逡逑

邐？逡逑圖２．３基頻響應(yīng)于三階響應(yīng)的輸入輸出關(guān)系圖逡逑如圖２．３所示的是功率放大器基頻響應(yīng)與三階響應(yīng)的輸入輸出功率關(guān)系圖。ＩＰ３是衡量功率逡逑放大器線性度好壞的重要指標(biāo)。理論上說(shuō)，ＩＰ３值越大，線性度越好。逡逑（２）邋ＡＣＰＲ逡逑鄰近信道功率比（ＡＣＰＲ）通常用來(lái)評(píng)估應(yīng)用于無(wú)線通信基站中的功率放大器互調(diào)失真性逡逑能的重要指標(biāo)，它是主信道信號(hào)在邊帶中的頻譜再生的度量，同樣類似于模擬射頻功率放大逡逑器的ＩＭＤ３。其定義為：逡逑主信道頻譜密度邐ｍａ、逡逑ＡＣＰＲ邋二邐邋（２．１６）逡逑第二到第三臨近信道頻譜密度逡逑頻率偏移量和測(cè)量帶寬隨系統(tǒng)應(yīng)用的變化而變化，在下圖２．４所示的是２０ＭＨｚ邋ＬＴＥ信號(hào)輸逡逑入的功率放大器臨近信道實(shí)例圖，通道２和通道３分別偏移距離通道１的中心頻率１０ＭＨｚ和逡逑３０ＭＨｚ的距離。逡逑Ｎ—邋信道１邐—Ｈ逡逑＾／ＶＡＡＡＡＡＡＡ／ＷＷＷ＼ＡＡＡＴ逡逑４——１８．０１５ＭＨｚ邐？逡逑信道２逡逑Ｊ邐信道邋３逡逑１０ＭＨｚ邋＞邋？邋１０ＭＨｚ邋？邐１ＭＨｚ逡逑／邋邋《Ｃｉｉａｎｎｅｌ邋＿逡逑ｏｆｆｓｅｔ邋１逡逑邐＾邋邋Ｃｈａｎｎｅｌ邋ｏｆｆｓｅｔ２邐？逡逑＜邐３０ＭＨｚ邋邐邐邋３０ＭＨｚ邋邐？逡逑圖２．４邋２０ＭＨｚ邋ＬＴＥ信號(hào)輸入的功率放大器臨近信道實(shí)例逡逑可以看出ＡＣＰＲ的值越大，則頻譜再生量越小，主信道與臨近信道直接的隔離度越好，線逡逑１１逡逑

【參考文獻(xiàn)】

相關(guān)期刊論文 前4條

1 田進(jìn);;淺議射頻功率放大器的研究[J];科技創(chuàng)新與應(yīng)用;2015年16期

2 張波;陳萬(wàn)軍;鄧小川;汪志剛;李肇基;;氮化鎵功率半導(dǎo)體器件技術(shù)[J];固體電子學(xué)研究與進(jìn)展;2010年01期

3 錢(qián)照明;盛況;;大功率半導(dǎo)體器件的發(fā)展與展望[J];大功率變流技術(shù);2010年01期

4 毛大平;;淺談功率放大器的基本技術(shù)指標(biāo)[J];現(xiàn)代電影技術(shù);2008年06期

本文編號(hào)：2818459